矩形环形微带贴片天线增强UWB无线应用阻抗带宽的仿真研究(IJWMT-V8-N1-4)

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矩形环形微带贴片天线增强UWB无线应用阻抗带宽的仿真研究(IJWMT-V8-N1-4)

I.J. Wireless and Microwave Technologies, 2018, 1, 34-41

Published Online January 2018 in MECS(https://www.360docs.net/doc/2a10925484.html,)

DOI: 10.5815/ijwmt.2018.01.04

Available online at https://www.360docs.net/doc/2a10925484.html,/ijwmt

Simulation of Rectangular Ring Micro-Strip Patch Antenna to Enhance Impedance Bandwidth for UWB Wireless Applications

Anant Raj Mishra a, Ankit Gambhir b*, Rajeev Arya c

a Galgotias University,Greater Noida UP 201310,India

b Delhi Technical Campus(GGSIPU), Greater Noida UP 201306, India

c CMR Engineering College (JNTU), Hyderaba

d Telangana 500085 India

Received: 07 April 2017; Accepted: 06 August 2017; Published: 08 January 2018

Abstract

In this paper, simulation of rectangular ring micro-strip patch antenna for ultra wideband (UWB) wireless applications is done. The attractiveness of this antenna is that it employs solo patch that makes it easy to fabricate and economical as well. It also mitigates the issue of misalignment. By making use of matching rectangular strips, impedance bandwidth enhancement is also attained. At centre frequency return loss is not more than -10dB. It demonstrates superior radiation characteristics and reasonable gain in the whole operating band. In the designing of proposed antenna, micro-strip feeding is used for power supply purpose. CST Microwave studio suit 10 is used for the simulation purpose of the proposed antenna, which is a 3D electromagnetic field tool for simulation of electromagnetic field in all frequency bands. After simulation of proposed antenna, enhancement in impedance bandwidth of 20.60%, frequency range of 1.8533 GHz, radiation efficiency of 92.51%, and gain of 3.765dbi are obtained.

Index Terms: Ultra Wideband (UWB), Ring Micro-strip Patch Antenna, Impedance Bandwidth, Radiation Efficiency, Gain.

? 2018 Published by MECS Publisher. Selection and/or peer review under responsibility of the Research Association of Modern Education and Computer Science

1.Introduction

After studying the different materials, it has found that dielectric resonators are efficient radiator and energy storing element [4]. It is easy to design dielectric resonator antenna (DRA); because of its features such as small size, high radiation efficiency and simple structure [4] moreover it provides wideband width and low * Corresponding author. Tel:

*E-mail address:er.ankit.gambhir@https://www.360docs.net/doc/2a10925484.html,

Conductor loss. After examination of different dielectric resonator shape, it is found that some shape gives better impedance bandwidth.

For excitation of antennae we can use different feeding method. Such as micro-strip feeding, disk feeding, slot line feeding, coaxial feeding etc. we have used coaxial feeding as this provides better matching [4]. As mentioned objective of this paper is to simulate rectangular ring micro-strip patch antenna to enhance the impedance bandwidth, to minimize return loss, to increase the input impedance and more over to generate a radiation pattern in which there is minimum back radiation for UWB wireless application. To enhance the impedance bandwidth to its maximum extent rectangular ring patch is used. For feeding purpose micro-strip feeding concept is used. This type of design gives maximum gain relative to isotropic antenna. From some previous researches, it has found that rectangular ring micro-strip patch gives more impedance bandwidth than normal patch antenna.For superior antenna performance, a thick dielectric substrate with low dielectric constant is advantageous as this provide large bandwidths, high radiation power and better efficiency concurrently reduce conductor loss and Q factor. For antenna designers, bandwidth enhancement is main concern. Enhancement of bandwidth can be achieve by working on different parameter such as by varying probe height, or thickness of dielectric substrate, or by changing of dielectric constant of substrate, etc. If we compare dielectric resonator antenna with other antenna such as micro-strip antenna, we will find out that dielectric resonator antenna (DRA) has better antenna efficiency and wider bandwidth.

2.Related Work

A dual-band antenna can replace two single band antennas work for two frequency bands. The work on wideband stacked DRA was an implication to the design of dual-band DRAs by choosing two DRAs of having different dimensions but they are excited by a single feed. A wide band antenna has no use if it is not operating over a useful application band. This suggests the design of independent application bands where the antenna radiates only over the useful bands. Z. Fan et al. introduced a slot excited double element rectangular DRA for dual or wideband application. Three-band behaviorof antenna was found when two cylindrical DRAs were stacked and excited by annular ring. In dual frequency operation was achieved by incorporating an additional DRA in to a parent DRA where both DRAs are cylindrical in shape, so that the volume of the structure remains unchanged. Dual resonance is achieved by feeding a cylindrical ring DRA by using two orthogonal micro-strip feed lines. This also has the effect of producing orthogonally polarized bands but with similar broadside radiation patterns. Special eye-shaped DRA is also shown to be effective in producing dualradiating modes. Dual-frequency operation can also be achieved by embedding an additional radiator to the DRA. This principle is implemented in where a cylindrical DRA and a ring slot are fed together by a circular slot thereby allowing radiation from the two at respective resonances. it will be advantageous in this context if the feed to the DRA is also radiating at a particular frequency. This technique is explained in where the rectangular slot-feed to the DRA is made to radiate at a particular frequency by adjusting its dimensions. The same team introduced another design by using a T-shaped micro-strip feed that radiates in addition to exciting the DRA. A ceramic loaded annular ring monopole antenna is found to resonate in the dual W-LAN bands.

3.Antenna-Structure

i.Micro strip feed line placement

As shown in figure 1, micro-strip is placed on the top of substrate so that it’s one end can touch the rectangular ring patch, dimensions are chosen as length l=6mm (xfrom+4to+10), width w =3.59mm (y from–1.795to+1.795) and thickness t = 0.25mm (z from +3 to+3.25).

Fig.1. Micro-strip feeding

ii.Selection of port for power supply

Fig.2. Selection of port for power supply

iii.Finishing structure of proposed antenna with port.

Fig.3. Final structure of proposed antenna

4.Simulated Results

i.S- Parameter

The structure has been simulated and S-Parameter is shown in Fig.4 , it is found that resonant frequency is 9GHz with bandwidth 1.85 GHz ranging from 3 to 12 GHz (where S11< -10 dB). Maximum return loss is up to -24.126dB at the resonant frequency. The return loss, S11 (dB) is shown in Fig. 4, where we can clearly see the maximum dip is at 9GHz.

Fig.4. S-parameter, S11 in dB

ii.Farfield Radiation Pattern and its 3D Plot

At resonant frequency of 9 GHz, Farfield radiation pattern is shown in Fig. 5, which shows maximum gain of antenna, is 3.765dBi. A polar plot of Gain Theta and Gain Phi, in Fig. (a), Fig.(b) respectively is also shown to understand the variation with change in Theta and Phi. For Gain Theta plot, its main lobe direction is 90 deg. and its magnitude is 3.4dB. For Gain Phi Plot, main lobe direction is 0 deg. and its magnitude is -11.4dB.

Fig.5. Gain

Fig.6. Directivity

As from the Fig. 5 and Fig .6 gain and directivity are 3.765dBi and 3.427dB respectively. Total radiation efficiency can be calculated as:

R eff=(3.427-3.765)

R eff=-0.338

R eff=10(-0.338/10)

R eff= (0.9251*100) =92.51%

The above calculation shows that the proposed antenna is 92.51% efficient.

iii.E-Field and H-Field Distribution Pattern

Field distribution pattern E-field distribution and H-field distribution are shown below in Fig. 7 and Fig. 8, these plots are found at resonant frequency 9 GHz.

Fig.7. E-field distribution

Fig.8. H-field distributions

iv.VSWR Plot

Voltage standing wave ratio (VSWR) is used to measure to find out how perfectly antenna is matched with transmission line. The simulated VSWR of proposed antenna is shown in Fig. 9. The matching frequency range is from 3 to 12 GHz, where the VSWR < 2 and return loss (S11) < -10 dB.

Fig.9.VSWR for proposed antenna

5.Conclusions & Future Scope

Simulation results of rectangular ring micro-strip patch antenna to enhance impedance bandwidth for UWB wireless application is presented and examined numerically using CST microwave studio suit 10. By varying height of probe, a wideband antenna is simulated with the following specifications. Bandwidth of 1.8533 GHz ranging from 8.2694 GHz-10.123 GHz, where return loss is not more than -10db at resonant frequency (<-10 db S11), enhancement of impedance bandwidth 20.60%, radiation efficiency of 92.51%, total efficiency of 80.27% and gain of 3.765dbi. Future work could be stretched out by considering usage of streamlining systems on the other hand the DRA; some scientific models are obliged to get an acceptable thought of aspects of antenna. Great fabrication techniques ought to be emulated to minimize the measured errors. Based on the antenna design, following points are found which would be considered helpful for future investigations. The impedance bandwidth of the rectangular ring micro-strip patch antenna can be enhanced by using multiple rectangular ring micro-strip patch antennas in array pattern. Design of micro-strip patch antenna using embedded arrays can be done in future.

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Antenna for Wideband Monopole Like Radiation’, International Journal of Engineering Research & Technology (IJERT), Vol. 3 Issue 5, pp. 2092-2096, May 2014

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Authors’ Profiles

Anant Raj Mishra has done M.Tech and B.Tech in ECE. He has published various research

papers in International Journals and presented many research papers in International and

National IEEE Conferences. H is areas of interest are Communication Systems, Microwave

and Antenna & Wave propagation. He is life member of International Association of

Engineers (IAE).

Ankit Gambhir is pursuing Ph.D from Guru Gobind Singh Indraprastha University

(GGSIPU) New Delhi. He has done M.Tech (Gold Medalist) in Communication Engineering

and B.Tech in Electronics & Communication. His areas of interest are Communication

Systems, Wireless Sensor Network & Information Security. His 5 research papers are

published in International journals of repute. He has presented papers in various International

& National Conferences. He has authored 2 book chapters in Springer.

Dr. Rajeev Arya received his PhD in Wireless Communication and Wireless Sensor network

from Indian Institute of Technology, Roorkee (IIT-R), India in 2016. He obtained his M.

Tech in Communication System from Indian School of Mines Dhanbad (IIT-Dhanbad) ,

India in 2012 and B.E degree in Electrical & Communication Engineering from Government

Engg. College Ujjain (RGPV University, Bhopal), India in 2008. He has received Ministry

of Human Resource Development Scholarship (MHRD- India) during M.Tech and Ph.D. His

research interests include Wireless Sensor Network, MANET, Ad-hoc Network, Signal Processing, Ant Colony Optimization, Swarm Intelligence, Evolutionary Algorithms, & soft computing techniques. He has authored book chapters and more than 18 papers in reputed international conferences and journals. He serves as reviewer for IEEE Communication letter, Springer Journal, Thomson Reuter and Scopus indexed journals.

How to cite this paper:Anant Raj Mishra, Ankit Gambhir, Rajeev Arya," Simulation of Rectangular Ring Micro-Strip Patch Antenna to Enhance Impedance Bandwidth for UWB Wireless Applications", International Journal of Wireless and Microwave Technologies(IJWMT), Vol.8, No.1, pp. 34-41, 2018.DOI: 10.5815/ijwmt.2018.01.04

射频阻抗匹配与史密斯_Smith_圆图:基本原理详解

阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图:基本原理
在处理 RF 系统的实际应用问题时,总会遇到一些非常困难的工作,对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下, 需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、 功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、 LNA/VCO 输出与混频器输入 之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。
在高频端,寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹 以上时,理论计算和仿真已经远远不能满足要求,为了得到适当的最终结果,还必须考虑在实验室中进行的 RF 测试、并进行适当调谐。 需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。
有很多种阻抗匹配的方法,包括
?
计算机仿真: 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配,所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的 格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外,除非计算机是专门为这个用途 制造的,否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
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手工计算: 这是一种极其繁琐的方法,因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 经验: 只有在 RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之,它只适合于资深的专家。 史密斯圆图:本文要重点讨论的内容。
本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识,并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例,比如找出匹 配网络元件的数值。当然,史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络,还能帮助设计者优化噪声系数,确定品质因数的 影响以及进行稳定性分析。
图 1. 阻抗和史密斯圆图基础
基础知识
在介绍史密斯圆图的使用之前,最好回顾一下 RF 环境下(大于 100MHz) IC 连线的电磁波传播现象。这对 RS-485 传输线、PA 和天线之间 的连接、LNA 和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。

欧阻抗天线设计

两层板(双面板)如何控制50欧特性阻抗的设计技巧 我们都知道,在射频电路的设计过程中,走线保持50欧姆的特性阻抗是一件很重要的事情,尤其是在Wi-Fi产品的射频电路设计过程中,由于工作频率很高(2.4GHz或者5.8GHz),特性阻抗的控制就显得更加重要了。如果特性阻抗没有很好的控制在50欧姆,那么将会给射频工程师的工作带来很大的麻烦。 什么是特性阻抗? 是指当导体中有电子”讯号”波形之传播时,其电压对电流的比值称为”阻抗Impedance”。由于交流电路中或在高频情况下,原已混杂有其它因素(如容抗、感抗等)的”Resistance”,已不再只是简单直流电的”欧姆电阻”(OhmicResistance),故在电路中不宜再称为”电阻”,而应改称为”阻抗”。不过到了真正用到”Impedance阻抗”的交流电情况时,免不了会造成混淆,为了有所区别起见,只好将电子讯号者称为”特性阻抗”。电路板线路中的讯号传播时,影响其”特性阻抗”的因素有线路的截面积,线路与接地层之间绝绿材质的厚度,以及其介质常数等三项。目前已有许多高频高传输速度的板子,已要求”特性阻抗”须控制在某一范围之内,则板子在制造过程中,必须认真考虑上述三项重要的参数以及其它配合的条件。 两层板如何有效的控制特性阻抗? 在四层板或者六层板的时候,我们一般会在顶层(top)走射频的线,然后再第二层会是完整的地平面,这样顶层和第二层的之间的电介质是很薄的,顶层的线不用很宽就可以满足50欧姆的特性阻抗(在其他情况相同的情况下,走线越宽,特性阻抗越小)。 但是,在两层板的情况下,就不一样了。两层板时,为了保证电路板的强度,我们不可能用很薄的电路板去做,这时,顶层和底层(参考面)之间的间距就会很大,如果还是用原来的办法控制50欧姆的特性阻抗,那么顶层的走线必须很宽。例如我们假设板子的厚度是

射频连接器的阻抗原理

阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图:基本原理 在处理RF系统的实际应用问题时,总会遇到一些非常困难的工作,对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下,需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO 输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端,寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹以上时,理论计算和仿真已经远远不能满足要求,为了得到适当的最终结果,还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法,包括 ?计算机仿真:由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配,所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外,除非计算机是专门为这个用途制造的,否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ?手工计算:这是一种极其繁琐的方法,因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ?经验:只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之,它只适合于资深的专家。 ?史密斯圆图:本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识,并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例,比如找出匹配网络元件的数值。当然,史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络,还能帮助设计者优化噪声系数,确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 图1. 阻抗和史密斯圆图基础 基础知识 在介绍史密斯圆图的使用之前,最好回顾一下RF环境下(大于100MHz) IC连线的电磁波传播现象。这对RS-485传输线、PA和天线之间的连接、LNA和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。

阻抗匹配与阻抗线线宽设置_1129

一、阻抗匹配概念 定义: 1、指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式;阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 2、阻抗匹配(Impedance matching)是微波电子学里的一部分,主要用于负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配,得到最大功率输出的一种工作状态,来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的,不会有信号反射回来源点,从而提升能源效益。 我们以下例(软管送水浇花)来感性认识一下阻抗匹配的功用 A、一端于手握处加压使其射出水柱,另一端接在水龙头,。当握管处所施压的力道恰好,而让水柱的射程正确洒落在目标区.如下图所示: B、然而一旦用力过度水注射程太远,不但腾空越过目标浪费水资源。也有可能因强力水压无处宣泄,以致往来源反弹造成软管自龙头上的挣脱(阻抗太高);如下图所示: C、反之,当握处之挤压不足以致射程太近者,则照样得不到想要的结果。(阻抗太低),如下图所示;唯有拿捏恰到好处才能符合实际需求的距离。(阻抗匹配)

二、PCB走线的阻抗匹配与阻抗控制 (1)定义 阻抗匹配是电路学里的重要议题,也是射频微波电路的重点。一般的传输线都是一端接电源,另一端接负载,此负载可能是天线或任何具有等效阻抗ZL的电路。传输线阻抗和负载阻抗达到匹配的定义,简单说就是:Z0=ZL。在阻抗匹配的环境中,负载端是不会反射电波的,换句话说,电磁能量完全被负载吸收。因为传输线的主要功能就是传输能量和传送电子讯号或数字数据,一个阻抗匹配的负载和电路网络,将可确保传输到最终负载的电磁能量值能达到最大量。 (2)PCB走线作阻抗控制的原因 1:针对目前高频高速的要求,及对信号失真状况越来越高的要求,在设计PCB时方波信号在多层板讯号线中,其特性阻抗值必须要和电子元件的内置电子阻抗相匹配,才能保证信号的完整的传输。 2:当特性阻抗值超出公差时,所传讯号的能量将出现反射、散失、衰减或延误等劣化现象,严重时会出现错误讯号。 3:由于元件的电子阻抗越高,其传输速率越快。总之,是为了配合电子元器件的电子阻抗,避免信号传输时失真的现象,所以要控制阻抗。 (3)、决定阻抗控制大小的因素,主要包括以下几个方面: 1、W-----线宽/线与地平面间距 2、H----绝缘介质厚度 3、T------铜厚 4、H1---绿油厚 5、Er-----介电常数 6、参考地平面层 射频信号在多层板传输线(Transmission Line,是由信号线、介质层、及接地层三者所共同组成)中所进行的快速传送;如下图所示: 三、PCB阻抗控制线计算概述 对于常见的FR4 板材的 PCB 板上, 对于微带线,线宽 W 是介质厚度 h的2 倍。对于带状线,线条两侧介质总厚度b 是线宽 W 的两倍(估算法);精确计算公式分别如下所示:

50欧阻抗天线设计教案资料

50欧阻抗天线设计

两层板(双面板)如何控制50欧特性阻抗的设计技巧 我们都知道,在射频电路的设计过程中,走线保持50欧姆的特性阻抗是一件很重要的事情,尤其是在Wi-Fi产品的射频电路设计过程中,由于工作频率很高(2.4GHz或者 5.8GHz),特性阻抗的控制就显得更加重要了。如果特性阻抗没有很好的控制在50欧姆,那么将会给射频工程师的工作带来很大的麻烦。 什么是特性阻抗? 是指当导体中有电子”讯号”波形之传播时,其电压对电流的比值称为”阻抗Impedance”。由于交流电路中或在高频情况下,原已混杂有其它因素(如容抗、感抗等)的”Resistance”,已不再只是简单直流电的”欧姆电阻”(OhmicResistance),故在电路中不宜再称为”电阻”,而应改称为”阻抗”。不过到了真正用到”Impedance阻抗”的交流电情况时,免不了会造成混淆,为了有所区别起见,只好将电子讯号者称为”特性阻抗”。电路板线路中的讯号传播时,影响其”特性阻抗”的因素有线路的截面积,线路与接地层之间绝绿材质的厚度,以及其介质常数等三项。目前已有许多高频高传输速度的板子,已要求”特性阻抗”须控制在某一范围之内,则板子在制造过程中,必须认真考虑上述三项重要的参数以及其它配合的条件。 两层板如何有效的控制特性阻抗? 在四层板或者六层板的时候,我们一般会在顶层(top)走射频的线,然后再第二层会是完整的地平面,这样顶层和第二层的之间的电介质是很薄的,顶层的线不用很宽就可以满足50欧姆的特性阻抗(在其他情况相同的情况下,走线越宽,特性阻抗越小)。 但是,在两层板的情况下,就不一样了。两层板时,为了保证电路板的强度,我们不可能用很薄的电路板去做,这时,顶层和底层(参考面)之间的间距就会很大,如果还是用原

ADS阻抗匹配原理及负载阻抗匹配

功率放大器设计的关键:输出匹配电路的性能 2008-05-15 17:51:20 作者:未知来源:电子设计技术 关键字:功率放大器匹配电路匹配网络s参数串联电阻输出功率Cout耗散功率网络分析仪高Q值对于任何功率放大器(功率放大器)设计,输出匹配电路的性能都是个关键。但是,在设计过程中,有一个问题常常为人们所忽视,那就是输出匹配电路的功率损耗。这些功率损耗出现在匹配网络的电容器、电感器,以及其他耗能元件中。功率损耗会降低功率放大器的工作效率及功率输出能力。 因为输出匹配电路并不是一个50Ω的元件,所以耗散损失与传感器增益有很大的区别。输出匹配的具体电路不同,损耗也不一样。对于设计者而言,即使他没有选择不同技术的余地,在带宽和耗散损失之间,在设计方面仍然可以做很多折衷。 匹配网络是用来实现阻抗变化的,就像是功率从一个系统或子系统传送另一个系统或者子系统,RF设计者们在这上面下了很大的功夫。对于功率放大器,阻抗控制着传送到输出端的功率大小,它的增益,还有它产生的噪声。因此,功率放大器匹配网络的设计是性能达到最优的关键。 损耗有不同的定义,但是这里我们关心的是在匹配网络中,RF功率以热量的形式耗散掉的损耗。这些损耗掉的功率是没有任何用途。依据匹配电路功能的不同,损耗的可接受范围也不同。对功率放大器来讲,输出匹配损耗一直是人们关注的问题,因为这牵涉到很大的功率。效率低不仅会缩短通话时间,而且还会在散热和可靠性方面带来很大的问题。 例如,一个GSM功率放大器工作在3.5V电压时,效率是55%,能够输出34dBm的功率。在输出功率为最大时,功率放大器的电流为1.3A。匹配的损耗在0.5dB到1dB的数量级,这与输出匹配的具体电路有关。在没有耗散损失时,功率放大器的效率为62%到69%。尽管损耗是无法完全避免的,但是这个例子告诉我们,在功率放大器匹配网络中,损耗是首要问题。 耗散损失 现在我们来看一个网络,研究一个匹配网络(图1a)中的耗散损失。电源通过无源匹配网络向无源负载传输功率。在电源和负载阻抗之间没有任何其他的限制。把匹配网络和负载合在一起考虑,电源输出一个固定量的功率Pdel 到这个网络(图1b)。输出功率的一部分以热量的形式耗散在匹配网络中。而其余的则传输到负载。Pdel是传输到匹配网络和负载(图1c)上的总功率,PL是传输到负载的那部分功率。 了解了这两个量,我们就可以知道,实际上到底有多大的一部分功率是作为有用功率从电源传输到了负载,其比例等于PL/Pdel。 这是对功率放大器输出匹配的耗散损失的正确测量,因为它只考虑了实际传输功率以及耗散功率。反射功率没有计算进去。 由此可知,这个比例就等于匹配网络工作时的功率增益GP。而工作时的功率增益完整表达式为: 这里,是负载反射系数,是匹配网络的s参数, 损失就是增益的倒数。因此,耗散损失可以定义为: Ldiss = 1/GP。 对于功率放大器而言,我们为它设计的负载一般是50Ω。通常,我们用来测量s参数的系统阻抗也是50Ω。如果系统阻抗和负载都是50Ω,那么就为0,于是,上面的表达式就可以简化为: 在计算一个匹配网络的耗散损失时,只需要知道它的传输值和反射散射参数的大小,这些可以很容易地从s参数的计算过程中得到,因为网络分析仪通常都会采用线性的方式来显示s参数的值。在评估输入和级间耗散损失时,负载的阻抗不是50Ω,但是上述的规律依然适用。 因为反射和耗散损失很容易混淆,射频工程师有时就会采用错误的方法来计算耗散损失。而最糟糕的方法就是采用未经处理的s21来进行计算。一个典型的匹配网络在1GHz(图2)时,对功率放大器而言,是数值为4+j0Ω的负载阻抗。匹配网络采用的是无损耗元件来进行模拟的,所以在匹配网络中不存在功率的耗散问题。然而,s21却是-6dB,因为在50Ω的源阻抗和4Ω的负载之间存在着巨大的不匹配问题。作为一个无损耗网络,除了一些数字噪音外,模拟的耗散损失为0dB。 在电路的模拟当中,我们可能可以采用s21来求出正确的耗散损失。这一过程包括采用复杂模拟负载线的共轭

阻抗匹配

天线的输入阻抗与天线的几何形状、尺寸、馈电点位置、工作波长和周围环境等因素有关。研究天线阻抗的主要目的 为实现天线和馈线间的匹配。欲使发射天线与馈线相匹配,天线的输入阻抗应该等于馈线的特性阻抗。欲使接收天线与接收机相匹配,天线的输入阻抗应该等于负载阻抗的共轭复数。通常接收机具有实数的阻抗。当天线的阻抗为复数时,需要用匹配网络来除去天线的电抗部分并使它们的电阻部分相等。 阻抗匹配及其作用 终端电阻是为了消除在通信电缆中的信号反射在通信过程中,有两种信号因导致信号反射:阻抗不连续和阻抗不匹配。 阻抗不连续,信号在传输线末端突然遇到电缆阻抗很小甚至没有,信号在这个地方就会引起反射。这种信号反射的原理,与光从一种媒质进入另一种媒质要引起反射是相似的。消除这种反射的方法,就必须在电缆的末端跨接一个与电缆的特性阻抗同样大小的终端电阻,使电缆的阻抗连续。由于信号在电缆上的传输是双向的,因此,在通讯电缆的另一端可跨接一个同样大小的终端电阻。 引起信号反射的另个原因是数据收发器与传输电缆之间的阻抗不匹配。这种原因引起的反射,主要表现在通讯线路处在空闲方式时,整个网络数据混乱。 要减弱反射信号对通讯线路的影响,通常采用噪声抑制和加偏置电阻的方法。在实际应用中,对于比较小的反射信号,为简单方便,经常采用加偏置电阻的方法。 阻抗匹配(Impedance matching)是微波电子学里的一部分,主要用于传输线上,来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的,不会有信号反射回来源点,从而提升能源效益。 大体上,阻抗匹配有两种,一种是透过改变阻抗力(lumped-circuit matching),另一种则是调整传输线的波长(transmission line matching)。 要匹配一组线路,首先把负载点的阻抗值,除以传输线的特性阻抗值来归一化,然后把数值划在史密夫图表上。 改变阻抗力 把电容或电感与负载串联起来,即可增加或减少负载的阻抗值,在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地,首先图表上的点会以图中心旋转180度,然后才沿电阻圈走动,再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1,即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 调整传输线 由负载点至来源点加长传输线,在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动,直至走到电阻值为1的圆圈上,即可加电容或电感把阻抗力调整为零,完成匹配

总线传输时阻抗匹配的原理

在高频电路中,我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时,则信号的波长就很短,当波长短得跟传输线长度可以比拟时,反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不匹配(相等)时,在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法,牵涉到二阶偏微分方程的求解,有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。 传输线的特征阻抗(也叫做特性阻抗)是由传输线的结构以及材料决定的,而与传输线的长度,以及信号的幅度、频率等均无关。例如,常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75欧,而一些射频设备上则常用特征阻抗为50欧的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300欧的扁平平行线,这在农村使用的电视天线架上比较常见,用来做八木天线的馈线。因为电视机的射频输入端输入阻抗为75欧,所以300欧的馈线将与其不能匹配。实际中是如何解决这个问题的呢?不知道大家有没有留意到,电视机的附件中,有一个300欧到75欧的阻抗转换器(一个塑料包装的,一端有一个圆形的插头的那个东东,大概有两个大拇指那么大的)?它里面其实就是一个传输线变压器,将300欧的阻抗,变换成75欧的,这样就可以匹配起来了。 这里需要强调一点的是,特性阻抗跟我们通常理解的电阻不是一个概念,它与传输线的长度无关,也不能通过使用欧姆表来测量。为了不产生反射,负载阻抗跟传输线的特征阻抗应该相等,这就是传输线的阻抗匹配。如果阻抗不匹配会有什么不良后果呢?如果不匹配,则会形成反射,能量传递不过去,降低效率;会在传输线上形成驻波(简单的理解,就是有些地方信号强,有些地方信号弱),导致传输线的有效功率容量降低;功率发射不出去,甚至会损坏发射设备。如果是电路板上的高速信号线与负载阻抗不匹配时,会产生震荡,辐射干扰等。 当阻抗不匹配时,有哪些办法让它匹配呢? 第一,可以考虑使用变压器来做阻抗转换,就像上面所说的电视机中的那个例子那样。 第二,可以考虑使用串联/并联电容或电感的办法,这在调试射频电路时常使用。 第三,可以考虑使用串联/并联电阻的办法。一些驱动器的阻抗比较低,可以串联一个合适的电阻来跟传输线匹配,例如高速信号线,有时会串联一个几十欧的电阻。而一些接收器的输入阻抗则比较高,可以使用并联电阻的方法,来跟传输线匹配,例如,485总线接收器,常在数据线终端并联120欧的匹配电阻。 阻抗匹配基础 标签:终端网络工作图形signal能源 2009-08-11 21:17 38690人阅读评论(11) 收藏举报 目录(?)[+]英文名称:impedance matching 基本概念

(完整版)阻抗匹配的研究

阻抗匹配的研究 在高速的设计中,阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样,但是在具体的系统中怎样才 能比较合理的应用,需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中,很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需 要匹配,采用什么方式的匹配,为什么采用这种方式。 例如:差分的匹配多数采用终端的匹配;时钟采用源段匹配; 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下,在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R,使 源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配,抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点: A 由于串联匹配电阻的作用,驱动信号传播时以其幅度的50%向负载端传播; B 信号在负载端的反射系数接近+1,因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%。 C 反射信号与源端传播的信号叠加,使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同; D 负载端反射信号向源端传播,到达源端后被匹配电阻吸收;? E 反射信号到达源端后,源端驱动电流降为0,直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说,串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单,就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信 号驱动器的输出阻抗为零,实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗,而且在信号的电平发生变化时,输出阻抗可能不同。比如电 源电压为+4.5V的CMOS驱动器,在低电平时典型的输出阻抗为37?,在高电平时典型的输出阻抗为45?[4];TTL驱动器和CMOS驱动 一样,其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此,对TTL或CMOS电路来说,不可能有十分正确的匹配电阻,只能折中考

阻抗匹配中50欧姆的由来

阻抗匹配中50欧姆的由来 为什么大多数工程师喜欢用50欧姆作为PCB的传输线阻抗(有时候这个值甚至就是PCB板的缺省值),为什么不是60或者是70欧姆呢? 对于宽度确定的走线,3个主要的因素会影响PCB走线的阻抗。首先,是PCB走线近区场的EMI(电磁干扰)和这个走线距参考平面的高度是成一定的比例关系的,高度越低意味着辐射越小。其次,串扰会随走线高度有显著的变化,把高度减少一半,串扰会减少到近四分之一。最后,高度越低阻抗越小,不易受电容性负载影响。所有的三个因素都会让设计者把走线尽量靠近参考平面。阻止你把走线高度降到零的原因是,大多数芯片驱动不了阻抗小于50欧姆的传输线。(这个规则的特例是可以驱动27欧姆的Rambus,以及National的的BTL系列,它可以驱动17欧姆)并不是所有的情况都是用50欧姆最好。例如,8080处理器的很老的NMOS结构,工作在100KHz,没有EMI,串扰和电容性负载的问题,它也不能驱动50欧姆。对于这个处理器来说,高的阻抗意味着低功耗,你要尽可能的用细的,高的这样有高阻抗的线。纯机械的角度也要考虑到。例如,从密度上讲,多层板层间距离很小,70欧姆阻抗所需要的线宽工艺很难做到。这种情况,你应该用50欧姆,它的线宽更加宽,更易于制造。 同轴电缆的阻抗又是怎么样的呢?在RF领域,和PCB中考虑的问题不一样,但是RF工业中同轴电缆也有类似的阻抗范围。根据IEC的出版物(1967年),75欧姆是一个常见的同轴电缆(注:空气作为绝缘层)阻抗标准,因为你可以和一些常见的天线配置相匹配。它也定义了一种基于固态聚乙烯的50欧姆电缆,因为对于直径固定的外部屏蔽层和介电常数固定为2.2(固态聚乙烯的介电常数)的时候,50欧姆阻抗趋肤效应损耗最小。

阻抗匹配的原理与方法

一、50ohm特征阻抗 终端电阻的应用场合:时钟,数据,地址线的终端串联,差分数据线终端并联等。 终端电阻示图 B.终端电阻的作用: 1、阻抗匹配,匹配信号源和传输线之间的阻抗,极少反射,避免振荡。 2、减少噪声,降低辐射,防止过冲。在串联应用情况下,串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器,消弱信号边沿的陡峭程度,防止过冲。 C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。 D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响,加30PF的电容. E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时,更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。 高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送,使用特性阻抗为Zo=150Ω、75Ω的同轴电缆。 同轴电缆的特性阻抗Zo,由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er 决定:

另外,处理分布常数电路时,用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算,如忽略损耗电阻,则 图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。这里研究随着终端电阻RT的值,传送线路的阻抗如何变化。 图1 同轴传送线路的终端电阻构成 只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗RT的值相等时,即ZIN=Zo=RT称为阻抗匹配。 Zo≠RT时随着频率f,ZIN变化。作为一个极端的例子,当RT=0、RT=∞时可理解其性质(阻抗以,λ/4为周期起伏波动)。 图2是RT=50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。当Zo≠RT时由于随着频率,特性阻抗会变化,所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.

同轴线的阻抗为什么一般为50或75欧(详解)

什么是典型的电缆阻抗? 同轴电缆使用的最典型阻抗值为50欧姆和75欧姆。50欧姆同轴电缆大概是使用中最常见的,一般使用在无线电发射接收器,实验室设备,以太等环境下。另一种常用的电缆类型是75欧姆的同轴电缆,一般用在视频传输,有限电视网络,天线馈线,长途电讯应用等场合。 电报和电话使用的裸露平行导线也是典型的阻抗为600欧姆。一对线径标准22的双绞线,使用合适的绝缘体,因为机械加工的限制,平均阻抗大约在120欧姆左右,这是另一种具有自己特有特性阻抗的传输线。 某些天线系统中使用300欧姆的双引线,以匹配折合半波阵子在自由空间阻抗。(但当折合阵子处于八木天线中的时候,阻抗通常会下降很多,一般在100-200欧姆左右) (注:加反射板也会改变阵子的阻抗值,一般会降低,而且反射板越近则阻抗降低越多。) 为什么是50欧姆的同轴电缆? 在美国,用作射频功率传输的标准同轴电缆的阻抗几乎无一例外地都是50欧姆。为什么选用这个数值,在伯德电子公司出示的一篇论文中有解释。 不的的参数都对应一个最佳的阻抗值。内外导体直径比为1.65时导线有最大功率传输能力,对应阻抗为30欧姆(注:lg1.65*138=30欧姆,要使用空气为绝缘介质,因为这个时候介电常数最小,如果使用介电常数为2.3的固体聚乙烯,则阻抗只有不到20欧姆)。最合适电压渗透的直径比为2.7,对应阻抗大约是6 0欧姆。(顺带一提,这个是很多欧洲国家使用的标准阻抗) 当发生击穿时,对功率传输能力的考量是忽略了渗透电流的,而在阻抗很低,3 0欧姆时,渗透电流会很高。衰减只源自导体的损失,此时的衰减大约比最小衰减阻抗(直径比3.5911)77欧姆的时候上升了50%,而在这个比率下(D/d=3. 5911),最大功率的上限为30欧姆电缆最大功率的一半。 以前,很少使用微波功率,电缆也无法应付大容量传输。因此减少衰减是最重要的因素,导致了选择77(75欧姆)为标准。同时也确立了硬件的规格。当低耗的绝缘材料在实际中应用到柔性电缆上,电缆的尺寸规格必须保持不变,才能和现存的设备接口吻合。 聚乙烯的介电常数为2.3,以空气(介电常数为1)为绝缘层的导线的阻抗为77欧姆,如果以聚乙烯来填充绝缘空间的话,阻抗将减少为51欧姆。虽然精确的标准是50欧姆,51欧姆的电缆在今天仍然在使用。 在77欧姆点的衰减最小,60欧姆点的击穿电压为最大,而30欧姆点的功率输送量是最大的。(注:洋人的思维也如此混乱,这些性能指标明明不是由阻抗决定的。前面说过,这些由D/d比决定的。闲扯这些只让人产生误解) 另外一个可以导致50欧姆同轴电缆的事情,如果您使用一个合适直径的中心导体,并将绝缘体注入中心倒替周围,再在外围装上屏蔽层,选好所有的尺寸以便别人使用并顾及到外观的美观,结果其阻抗都落在50欧姆左右。如果想提高阻抗,中心导体的直径和导线的总径相比的话太细了;如果想降低阻抗,则内外导体之间的绝缘体厚度要做的很薄。几乎任何同轴电缆由于机械美观度的原因,都会接近50欧姆,这使50欧姆成为标准化的一种自然趋向。

天线阻抗匹配原理

阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态,它反映了输人电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时,将获得最大的功率传输。反之,当电路阻抗失配时,不但得不到最大的功率传输,还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间,等等。例如,扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配,不匹配时,扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器。如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗,扩音机就处于过载状态,其末级功率放大管很容易损坏。反之,如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多,会引起输出电压升高,同样不利于扩,音机的工作,声音还会产生失真。因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好。又例如,无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致。如果阻抗值不一致,发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去。这部分没有发射出去的能量会反射回来,产生驻波,严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏。为了使信号和能量有效地传输,必须使电路工作在阻抗匹配状态,即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗,电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输人、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件,由它们所组成的电路称为电抗电路,其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路。下面对纯电阻电路和电抗电路的阻抗匹配问题分别进行简要的分析。 1.纯电阻电路 在中学物理电学中曾讲述这样一个问题:把一个电阻为R的用电器,接在一个电动势为E、内阻为r的电池组上(见图1),在什么条件下电源输出的功率最大呢?当外电阻等于内电阻时,电源对外电路输出的功率最大,这就是纯电阻电路的功率匹配。假如换成交流电路,同样也必须满足R=r这个条件电路才能匹配。 2.电抗电路 电抗电路要比纯电阻电路复杂,电路中除了电阻外还有电容和电感。元件,并工作于低频或高频交流电路。在交流电路中,电阻、电容和电感对交流电的阻碍作用叫阻抗,用字母Z表示。其中,电容和电感对交流电的阻碍作用,分别称为容抗及和感抗而。容抗和感抗的值除了与电容和电感本身大小有关之外,还与所工作的交流电的频率有关。值得注意的是,在电抗电路中,电阻R,感抗而与容抗双的值不能用简单的算术相加,而常用阻抗三角形法来计算(见图 2)。因而电抗电路要做到匹配比纯电阻电路要复杂一些,除了输人和输出电路中的电阻成分要求相等外,还要求电抗成分大小相等符号相反(共轭匹配);或者电阻成分和电抗成分均分别相等(无反射匹配)。这里指的电抗X即感抗XL和容抗XC 之差(仅指串联电路来讲,若并联电路

阻抗匹配

阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图: 基本原理 本文利用史密斯圆图作为RF 阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导 纳的作图范例,并用作图法设计了一个频率为60MHz 的匹配网络。 实践证明:史密斯圆图仍然是计算传输线阻抗的基本工具。 在处理RF 系统的实际应用问题时,总会遇到一些非常困难的工作,对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下,需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大 器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO 输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端,寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预 知的影响。频率在数十兆赫兹以上时,理论计算和仿真已经远远不能满足要求,为了得到适当的最终结果,还必须考虑在实验室中进行的RF 测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法,包括: ? 计算机仿真: 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配,所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外,除非计算机是专门为这个用途制造的,否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ? 手工计算: 这是一种极其繁琐的方法,因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ? 经验: 只有在RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之,它只适合于资深的专家。 ? 史密斯圆图: 本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识,并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例,比如找出匹配网络元件的数值。当然,史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络,还能帮助设计者优化噪声系数,确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 w w w . p c b t e c h .n e t

RC531读写器50欧姆匹配电路和天线设计资料

1 系统配置 基于RC531的读写器系统配置如图所示。对于连接到读写芯片的天线,可以有2种不同的天线供选择,取决于应用需求: z50Ω匹配天线或 z直接匹配天线 通常,两种天线的电路是类似的,都包括以下部分: z接收卡发送的数据的接收电路。 z滤波和阻抗传输电路,用于滤除高次谐波和优化功率传输到读卡天线。 z天线线圈的匹配电路,需要根据实际需要设计不同的天线线圈,以及选择直接或同轴电缆连接到读写芯片。 图1 系统配置 2 ISO14443A/B的射频接口 ISO14443 Type A 标准规定读写器到卡的信号是 100% ASK,Miller编码,卡到读写器的信号使用子载波OOK调制,曼彻斯特编码,子载波频率847.5 kHz。 ISO14443 Type B 标准规定读写器到卡的信号是 10% ASK,NRZ编码,卡到读写器的信号使用子载波BPSK调制,NRZ-L编码,子载波频率847.5 kHz。 Type A/B的射频接口如下表: 能量传输卡被动式 工作频率 13.56MHz 通信方式半双工,读写器主动 数据传输率 105.9KHz 数据传输双向

2.1 读写器到卡的数据传输 读写器到卡的数据传输使用半双工的通信模式,读写器主动方式。天线的Q 值将会影响数据传输,关于天线Q 值的理论计算及匹配电路元件参数的计算稍后介绍。 2.2 卡到读写器的数据传输 数据从卡传输到读写器使用负载调制的原理。由于天线调谐后天线上的电压常常几倍于电源电压,而读写器天线和卡天线属于弱耦合结构,卡产生的信号也非常小,要想检测到这么小的信号,需要一个设计良好的接收电路,因此,卡发出的信号使用子载波调制的技术,子载波负载调制使得信号更容易被接收到。子载波频率是847.5KHz 。 基带信号-106KHz 106KHz -847.5KHz 847.5KHz 子载波制后 12.71MHz 14.41MH z 13.56MHz 载波调后 图2 卡到读写器数据的频谱 3 RC531匹配电路和天线设计 3.1 基本设计原则 RC531是一个单片的读写器IC ,设计的读写距离可以达到10cm ,不需要外加的功率放大器。有两种不同的天线和匹配电路可以选择,依赖于具体的应用。如果电缆的长度大于30mm ,则要选择50Ω匹配天线,如果电缆长度小于30mm ,则选择直接匹配天线。 直接匹配天线:能够用来构造一个紧凑的读写器系统,如安装在一个小盒子里的读写器

(完整版)ADS软件学习及阻抗匹配电路的仿真设计

ADS软件学习及阻抗匹配电路的仿真设计 专业班级:电子信息科学与技术3班 姓名: 学号: 一、实验内容 用分立LC设计一个L型阻抗匹配网络,实现负载阻抗(30+j*40)(欧姆) 到50(欧姆)的匹配,频率为1GHz。 二、设计原理 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配,得到最大功率输出的一种工作状态,它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系。 要实现最大的功率传输,必须使负载阻抗与源阻抗匹配,这不仅仅是为了减小功率损耗,还具有其他功能,如减小噪声干扰、提高功率容量和提高频率响应的线性度等。通常认为,匹配网络的用途就是实现阻抗变换,就是将给定的阻抗值变换成其他更合适的阻抗值。 基本阻抗匹配理论: ——(1) ——(2),由(1)与(2)可得:——(3)

当RL=Rs时可获得最大输出功率,此时为阻抗匹配状态。无论负载电阻大于还是小于信号源内阻,都不可能使负载获得最大功率,且两个电阻值偏差越大,输出功率越小。 广义阻抗匹配: 阻抗匹配概念可以推广到交流电路,当负载阻抗ZL与信号源阻抗Zs共轭时,即ZL=Zs,能够实现功率的最大传输,称作共轭匹配或广义阻抗匹配。 如果负载阻抗不满足共轭匹配条件,就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络N,将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭,实现阻抗匹配。 三设计过程 1、新建ADS工程,新建原理图。在元件面板列表中选择“Simulation S--param”,在原理图中放两个Term和一个S-Parameters控件,分别把Term1设置成Z=5Oohm,Term2 设置成Z=30+j*40ohm,双击S-Parameters控件,弹出设置对话框,分别把Start设置成10MHz,Stop设置成2GHz,Step-size设置成1MHz。 2、在原理图里加入Smith Chart Matching 控件,并设置相关的频率和输入输出阻抗等参数。 3、连接电路。 4、在原理图设计窗口,执行菜单命令tools->Smith Chart,弹出Smart Component,选择“Update SmartComponent from Smith Chart Utility”,单击“OK”。 5、设置Freq=0.05GHz,Z0=50ohm。单击DefineSource /load Network terminations 按钮,弹出“Network Terminations”对话框,设置源和负载阻抗,然后依次单击“Apply”和“OK”。 6、采用LC分立器件匹配。 7、单击“Build ADS Circuit”按钮,即可以生成相应的电路。 8、进行仿真,要求其显示S(1,1)和S(2,1)单位为dB的曲线。

阻抗匹配详解及高频阻抗匹配实例

英文名称:impedance matching 基本概念 信号传输过程中负载阻抗和信源内阻抗之间的特定配合关系。一件器材的输出阻抗和所连接的负载阻抗之间所应满足的某种关系,以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明显的影响。对电子设备互连来说,例如信号源连放大器,前级连后级,只要后一级的输入阻抗大于前一级的输出阻抗5-10倍以上,就可认为阻抗匹配良好;对于放大器连接音箱来说,电子管机应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱,而晶体管放大器则无此限制,可以接任何阻抗的音箱。 匹配条件 ①负载阻抗等于信源内阻抗,即它们的模与辐角分别相等,这时在负载阻抗上可以得到无失真的电压传输。 ②负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值,即它们的模相等而辐角之和为零。这时在负载阻抗上可以得到最大功率。这种匹配条件称为共轭匹配。如果信源内阻抗和负载阻抗均为纯阻性,则两种匹配条件是等同的。 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配,得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路,匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中,当负载电阻等于激励源内阻时,则输出功率为最大,这种工作状态称为匹配,否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时,为使负载得到最大功率,负载阻抗与内阻必须满足共扼关系,即电阻成份相等,电抗成份绝对值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配(Impedance matching)是微波电子学里的一部分,主要用于传输线上,来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的,不会有信号反射回来源点,从而提升能源效益。史密夫图表上。电容或电感与负载串联起来,即可增加或减少负载的阻抗值,在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地,首先图表上的点会以图中心旋转180度,然后才沿电阻圈走动,再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1,即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 共轭匹配 在信号源给定的情况下,输出功率取决于负载电阻与信号源内阻之比K,当两者相等,即K=1时,输出功率最大。然而阻抗匹配的概念可以推广到交流电路,当负载阻抗与信号源阻抗共轭时,能够实现功率的最大传输,如果负载阻抗不满足共轭匹配的条件,就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络,将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭,实现阻抗匹配。

微带天线

基于HFSS的无线局域网微带天线设计 设计要求: 天线的工作频率f0=2.44GHz 在工作频率f0处S11<-20dB 天线-10dB的带宽B>=40MHz 带宽内驻波比VSWR<2 工作频率f0处的增益Gain>8dB 微带天线的设计步骤: a)对于介质基板厚度h、相对介电常数εr,天线的中心工作频率f0,矩形贴片的实用宽度W为: 其中,c为真空中的光速。当然,也可以选择其它的宽度。但是,当选用大于上式的宽度时,虽然天线的辐射效率会提高,但天线将可能产生高次模,从而引起场的畸变,恶化辐射方向图,如果选用小于上式的宽度,则会引起天线辐射效率的降低,故一般情况下矩形贴片单元的宽度最好选取上式确定的值。 b)确定了矩形微带贴片的宽度W后,则介质基板的相对有效介电常数εre为: c)确定微带贴片天线边缘场引起的等效伸长长度,此长度可以由下式确定: d)微带天线长度的确定 矩形贴片天线单元的长度在理论上选取有效波长的一半凡,但由于天线边缘场的影响,单元长度的经验值应从礼中减去此,即 e)馈电方式的确定及阻抗匹配 对微带天线的直接馈电方式基本上分成如下图一所示的背馈和侧馈两种。一般情况下,当工作于相同的频率时,侧馈所需的面积大于背馈。这是因为侧馈时,微带单元的谐振输入阻抗Rin至少都在100以上,为使和特性阻抗为50欧姆的馈线系统相匹配,阻抗变换器是不可缺少的,这样一来就增加了天线的面积。因此,当天线单元的面积受到限制时以选背馈为宜。

a 背馈 b 侧馈 当选定了馈电方式后,我们就要着手实现馈源与天线间的阻抗匹配。这对于背馈来说就是选择馈电点的位置。由下式可以知道矩形微带天线沿长度方向谐振输入电阻从侧馈时的最大值到中心时变为零,式中R e in为侧馈时的输入电阻,Y0是背馈点距离侧边的距离。 由传输线法可知在侧边牙已知情况下,谐振输入电阻为: 结合上面两式可以估算出背馈点的位置Y0: f)介质板尺寸的确定 微带贴片天线辐射的口径场集中在辐射边附近很小的区域内,介质板的过多向外延伸对场的分布没有明显的影响,因此介质板的尺寸不必取的过大,实验表明沿辐射元各边向外延

阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图 基本原理

阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图:基本原理 本文利用史密斯圆图作为RF阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导纳的 作图范例,并用作图法设计了一个频率为60MHz的匹配网络。 实践证明:史密斯圆图仍然是计算传输线阻抗的基本工具。 在处理RF系统的实际应用问题时,总会遇到一些非常困难的工作,对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下,需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端,寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹以上时,理论计算和仿真已经远远不能满足要求,为了得到适当的最终结果,还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法,包括: ?计算机仿真:由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配,所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。 另外,除非计算机是专门为这个用途制造的,否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ?手工计算:这是一种极其繁琐的方法,因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ?经验:只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之,它只适合于资深的专家。 ?史密斯圆图:本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识,并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例,比如找出匹配网络元件的数值。当然,史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络,还能帮助设计者优化噪声系数,确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 图1.阻抗和史密斯圆图基础

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