开关电压冲击电流控制方法..
开关电源的冲击电流控制方法
开关电源的输入一般有滤波器来减小电源反馈到输入的纹波，输入滤波器一般有电容和电感组成∏形滤波器，图1. 和图2. 分别为典型的AC/DC电源输入电路和DC/DC电源输入电路。
由于电容器在瞬态时可以看成是短路的，当开关电源上电时，会产生非常大的冲击电流，冲击电流的幅度要比稳态工作电流大很多，如对冲击电流不加以限制，不但会烧坏保险丝，烧毁接插件，还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电器设备。
图3.通信系统的最大冲击电流限值（AC/DC电源）
图4.通信系统在标称输入电压和最大输出负载时的冲击电流限值（DC/DC电源）
欧洲电信标准协会(the European Telecommunications Standards Institute)对用于通信系统的开关电源的冲击电流大小做了规定，图3为通信系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值[4]，图4为通信系统在DC/DC电源供电，标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值[5]。图中It为冲击电流的瞬态值，Im为稳态工作电流。
冲击电流的大小由很多因素决定，如输入电压大小，输入电线阻抗，电源内部输入电感及等效阻抗，输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同，很难进行估算，最精确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时，不能因引入传感器而改变冲击电流的大小，推荐用的传感器为霍尔传感器。
2. AC/DC开关电源的冲击电流限制方法
2.1 串连电阻法
对于小功率开关电源，可以用象图5的串连电阻法。如果电阻选得大，冲击电流就小，但在电阻上的功耗就大，所以必须选择折衷的电阻值，使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内。
图5. 串连电阻法冲击电流控制电路（适用于桥式整流和倍压电路，其冲击电流相同）串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流，大额定电流的电阻在这种应用中比较适合，常用的为线绕电阻，但在高湿度的环境下，则不要用线绕电阻。因线绕电阻在高湿度环境下，瞬态热应力和绕线的膨胀会降低保护层的作用，会因湿气入侵而引起电阻损坏。
图5所示为冲击电流限制电阻的通常位置，对于110V、220V双电压输入电路，应该在R1和R2位置放两个电阻，这样在110V输入连接线连接时和220V输入连接线断开时的冲击电流一样大。对于单输入电压电路，应该在R3位置放电阻。
2.2 热敏电阻法
在小功率开关电源中，负温度系数热敏电阻（NTC）常用在图5中R1，R2，R3位置。在开关电源第一次启动时，NTC的电阻值很大，可限制冲击电流，随着NTC的自身发热，其电阻值变小，使其在工作状态时的功耗减小。
用热敏电阻法也由缺点，当第一次启动后，热敏电阻要过一会儿才到达其工作状态电阻值，如果这时的输入电压在电源可以工作的最小值附近，刚启动时由于热敏电阻阻值还较大，它的压降较大，电源就可能工作在打嗝状态。另外，当开关电源关掉后，热敏电阻需要一段冷却时间来将阻值升高到常温态以备下一次启动，冷却时间根据器件、安装方式、环境温度的不同而不同，一般为1分钟。如果开关电源关掉后马上开启，热敏电阻还没有变冷，这时对冲击电流失去限制作用，这就是在使用这种方法控制冲击电流的电源不允许在关掉后马上开启的原因。
2.3 有源冲击电流限制法
对于大功率开关电源，冲击电流限制器件在正常工作时应该短路，这样可以减小冲击电流限制器件的功耗
。
图6. 有源冲击电流限制电路（桥式整流时的冲击电流大）
在图6中，选择R1作为启动电阻，在启动后用可控硅将R1旁路，因在这种冲击电流限制电路中的电阻R1可以选得很大，通常不需要改变110V输入倍压和220V输入时的电阻值。在图6中所画为双向可控硅，也可以用晶闸管或继电器将其替代。
图6所示电路在刚启动时，冲击电流被电阻R1限制，当输入电容充满电后，有源旁路电路开始工作将电阻R1旁路，这样在稳态工作时的损耗会变得很小。
在这种可控硅启动电路中，很容易通过开关电源主变压器上的一个线圈来给可控硅供电。由开关电源的缓启动来提供可控硅的延迟启动，这样在电源启动前就可以通过电阻R1将输入电容充满电。
3. DC/DC开关电源的冲击电流限制方法
3.1 长短针法
图7所示电路为长短针法冲击电流限制电路，在DC/DC电源板插入时，长针接触，输入电容C1通过电阻R1充电，当电源板完全插入时，电阻R1被断针短路。C1代表DC/DC 电源的所有电容量
。
图7. 长短针法冲击电流限制电路
这种方法的缺陷是插入的速度不能控制，如插入速度过快，电容C1还没充满电时，短针就已经接触，冲击电流的限制效果就不好。
也可用热敏电阻法来限制冲击电流，但由于DC/DC电源的输入电压较低，输入电流较大，在热敏电阻上的功耗也较大，一般不用此方法。
3.2 有源冲击电流限制法
3.2.1 利用MOS管限制冲击电流
利用MOS管控制冲击电流可以克服无源限制法的缺陷。MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以做成冲击电流限制电路。
MOS管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图8所示。
图8. 带外接电容C2的N型MOS管极间电容等效电路
MOS管的极间电容栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs、漏源电容Cds可以由以下公式确定：
公式中MOS管的反馈电容Crss,输入电容Ciss和输出电容Coss的数值在MOS管的手册上可以查到。
电容充放电快慢决定MOS管开通和关断的快慢，为确保MOS管状态间转换是线性的和可预知的，外接电容C2并联在Cgd上，如果外接电容C2比MOS管内部栅漏电容Cgd 大很多，就会减小MOS管内部非线性栅漏电容Cgd在状态间转换时的作用。
外接电容C2被用来作为积分器对MOS管的开关特性进行精确控制。控制了漏极电压线性度就能精确控制冲击电流。
电路描述：
图9所示为基于MOS管的自启动有源冲击电流限制法电路。MOS管Q1放在DC/DC 电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，DC/DC电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电压，电压下降的速度由时间常数C2*R2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。
C2可以按以下公式选定：
R2由允许冲击电流决定：
其中Vmax为最大输入电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和，Iinrush 为允许冲击电流的幅度。
图9. 有源冲击电流限制法电路
D1用来限制MOS管Q1的栅源电压。元器件R1，C1和D2用来保证MOS管Q1在刚上电时保持关断状态。
上电后，MOS管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压Vgs高到一定程度后，二极管D2导通，这样所有的电荷都给电容C1以时间常数R1×C1充电，栅源电压Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1导通产生冲击电流。
以下是计算C1和R1的公式：
其中Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，VD2为二极管D2的正向导通压降，Vplt为产生Iinrush冲击电流时的栅源电压。Vplt可以在MOS管供应商所提供的产品资料里找到。
MOS管选择
以下参数对于有源冲击电流限制电路的MOS管选择非常重要：
l 漏极击穿电压Vds
必须选择Vds比最大输入电压Vmax和最大输入瞬态电压还要高的MOS管，对于通讯系统中用的MOS管，一般选择Vds≥100V。
l 栅源电压Vgs
稳压管D1是用来保护MOS管Q1的栅极以防止其过压击穿，显然MOS管Q1的栅源电压Vgs必须高于稳压管D1的最大反向击穿电压。一般MOS管的栅源电压Vgs为20V，推荐12V的稳压二极管。
l 导通电阻Rds_on.
MOS管必须能够耗散导通电阻Rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：
其中Idc为DC/DC电源的最大输入电流，Idc由以下公式确定：
其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，η为DC/DC电源在输入电压为Vmin输出功率为Pout时的效率。η可以在DC/DC电源供应商所提供的数据手册里查到。MOS管的Rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。
图10. 有源冲击电流限制电路在75V输入，DC/DC输出空载时的波形设计举例
已知：Vmax=72V
Iinrush=3A
选择MOS管Q1为IRF540S
选择二极管D2为BAS21
按公式（4）计算：C2>>1700pF。选择C2=0.01μF;
按公式（5）计算：R2=252.5kW。选择R2=240kW，选择R3=270W< 按公式（7）计算：C1=0.75μF。选择C1=1μF; 按公式（8）计算：R1=499.5W。选择R1=1kW 图10所示为图9电路的实测波形，其中DC/DC电源输出为空载。 3.2.2 利用专用集成电路控制冲击电流和实现热插拔功能 对于复杂的系统，可能需要复杂的控制电路来实现以下功能： n DC/DC电源开关机控制 n 当输入电压低于DC/DC电源最低工作电压时，关断冲击电流控制电路，当输入电压恢复正常时，重新启动。 现在有些公司的热插拔芯片可以提供这些功能，如Linear Technology公司的TL1640芯片就提供了简单而有效的冲击电流控制方法。这种芯片可以工作在很宽的输入电压范围，可提供输入过、欠压保护，还可以对DC/DC电源提供开关机信号。 图11.基于LT1640L的冲击电流控制电路 图11所示电路为基于LT1640L的冲击电流控制电路，该电路可以可靠的控制冲击电流、管理热插拔而不引起瞬态过压或欠压。在上电或插入瞬间，MOS管Q1保持在关断状态，将未充电电容C3、DC/DC电源滤波器电容和输入电源隔开，随后MOS管Q1慢慢开通，电容在控制状态下慢慢充电，只有在电容充满电后，PWRGD才给出开关信号让DC/DC电源开始工作。 电路描述： 电阻R3和MOS管Q1的栅极和源极间接外接电容C2作为反馈可以精确控制冲击电流的大小，外接栅极和源极间电容C2的容量可以由以下公式计算得到： 式中：Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和。 电容C2的容量决定在MOS管Q1导通过程中冲击电流Iinrush的大小，最好将冲击电流Iinrush设定得和DC/DC的最大稳态工作电流一样。改变所要求的冲击电流Iinrush的大小、MOS管型号，甚至MOS管生产厂家，就需要改变外接电容C1、C2的容量。 电阻R18的作用是减小MOS管Q1的关断时间，R3一般在10KW 到15KW之间。电阻R7、R8决定电路的欠压保护点，电阻R9、R10决定电路的过压保护点，由于UV、OV 的比较电平都是1.24V，图11所示的过、欠压保护点分别为74V和30V。C5、C6消除OV、UV端的干扰，C5和C6越接近芯片的各自管脚越好。 R4和C7为芯片LT1640L的低通滤波，C7越接近芯片越好。 设计举例 已知：Vmax=72V Iinrush=3A MOS管Q1为IRF540S 选择：R18＝270W，R3＝12 kW 按公式（11）计算：C2＝1380pF。选择C2=1500pF; 按公式（12）计算：C1=0.058mF。选择C1＝0.1mF 图12. 图11电路在48V输入、输出空载时的冲击电流 图12为图11所示电路在48VDC输入、输出空载时的波形。上电后，ON/OFF端电压被DC/DC电源内部电路抬升，当电容C3和滤波器中电容充满电后，PWRGD输出低电平，将ON/OFF端电压拉低，DC/DC电源开始工作。 图13为图11所示电路在48VDC输入、DC/DC电源输出为30W时的波形。最下面的波形为DC/DC电源的输出波形，PWRGD一给DC/DC电源ON/OFF端输出低电平信号（见图11），DC/DC电源的输出就开始上升。图11由于是DC/DC输出空载，其稳态输入电流几乎为零，图12输出为30W，它有稳态输入电流。图14、图15分别为36V、72V输入，输出为30W时的波形。 图13. 图11电路在48V输入、DC/DC输出为30W时的冲击电流 图14. 图11电路在36V输入、DC/DC输出为30W时的冲击电流 图15. 图11电路在72V输入、DC/DC输出为30W时的冲击电流 2.1、输入整流滤波电路 只要有交流电AC220V输入，ATX开关电源，无论是否开启，其辅助电源就一直在工作，直接为开关电源控制电路提供工作电压。图1中，交流电AC220V经过保险管FUSE、电源互感滤波器L0，经BD1—BD4整流、C5和C6滤波，输出300V左右直流脉动电压。C1为尖峰吸收电容，防止交流电突变瞬间对电路造成不良影响。TH1为负温度系数热敏电阻，起过流保护和防雷击的作用。L0、R1和C2组成Π型滤波器，滤除市电电网中的高频干扰。C3和C4为高频辐射吸收电容，防止交流电窜入后级直流电路造成高频辐射干扰。 2.2、高压尖峰吸收电路 D18、R004和C01组成高压尖峰吸收电路。当开关管Q03截止后，T3将产生一个很大的反极性尖峰电压，其峰值幅度超过Q03的C极电压很多倍，此尖峰电压的功率经D18储存于C01中，然后在电阻R004上消耗掉，从而降低了Q03的C极尖峰电压，使Q03免遭损坏。 2.3、辅助电源电路 整流器输出的300V左右直流脉动电压，一路经T3开关变压器的初级①~②绕组送往辅助电源开关管Q03的c极，另一路经启动电阻R002给Q03的b极提供正向偏置电压和启动电流，使Q03开始导通。Ic流经T3初级①~②绕组，使T3③~④反馈绕组产生感应电动势(上正下负)，通过正反馈支路C02、D8、R06送往Q03的b极，使Q03迅速饱和导通，Q03上的Ic电流增至最大，即电流变化率为零，此时D7导通，通过电阻R05送出一个比较电压至IC3（光电耦合器Q817）的③脚，同时T3次级绕组产生的感应电动势经D50整流滤波后一路经R01限流后送至IC3的①脚，另一路经R02送至IC4（精密稳压电路TL431），由于Q03饱和导通时次级绕组产生的感应电动势比较平滑、稳定，经IC4的K端输出至IC3的②脚电压变化率几乎为零，使IC3发光二极管流过的电流几乎为零，此时光敏三极管截止，从而导致Q1截止。反馈电流通过R06、R003、Q03的b、e极等效电阻对电容C02充电，随着C02充电电压增加，流经Q03的b极电流逐渐减小，使③~④反馈绕组上的感应电动势 开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较 作者：罗伯特.曼诺 Unitrode公司的IC公司拥有自成立以来一直活跃在前沿的发展控制电路来实现国家的最先进的级数在电源技术。在多年来许多新产品已推出使设计人员能够在易于应用新的创新电路拓扑结构。由于每一种新的拓扑声称提供改进过的这以前是可用的，它是合理的期望一些混乱将与引进的UCC3570的生成 - 一种新的电压模式控制器介绍我们告诉了近10年后世界上目前的模式是这样的优越方法。 但事实却是，没有一个统一的拓扑结构是最适合所有的应用程序。此外，电压模式控制如果更新了现代化的电路和工艺的发展 - 大有作为今天的高性能用品的设计师和是一个可行的竞争者为电源设计人员的重视。要回答的问题是，它的电路拓扑结构最好是为一个特定的应用程序时，必须从的每一种方法的两个优点和缺点的认识。下面的讨论尝试这样做以一致的方式为这两个电源的控制算法。 电压模式控制这是用于在第一开关的方法调节器的设计和它服务的行业以及为多年本电压模式配置。这种设计的主要特点是:有一个单一的电压反馈路径，以脉冲宽度调制，通过比较所执行的以恒定的倾斜波形电压误差信号。电流限制必须分开进行。 电压模式控制的优点有： 1．单个反馈回路更易于设计和分析。 2．大振幅锯齿波为一个稳定的调制过程提供良好的噪声容限。 3. 低阻抗功率输出为多路输出电源提供更佳交叉调整。 电压模式控制的缺点： 1.任何改变线路或负载必须首先被检测作为输出的变化，然后由校正反馈回路。 这通常意味着响应速度慢。 2.输出滤波器将两个极点的控制循环要求无论是占主导地位的极低频滚降在误 差放大器或在补偿加零。 3.补偿是通过进一步复杂化，即环增益随输入电压而变化。 电流模式控制上述的缺点是相对显著，因为，设计师们在它的介绍非常积极地考虑所有被缓解电流模式控制这种拓扑结构。如可以看到的从图2中，基本电流模式的图 控制使用振荡器只能作为一个固定频率时钟和斜坡波形被替换为从输出电感电流产生的信号。 而这种控制技术提供的优点包括以下内容： 1. 由于电感电流上升与输入电压 - 武定一个斜坡，这个波形会回应马上到线电压的变化，消除双方的延迟反应和增益变化与输入电压变化。 2. 由于误差放大器现在用命令的输出电流而不是电压，输出电感的影响被最小化现在的过滤器只提供一个单极到反馈回路（至少在感兴趣的正常区域）。这允许在可比的电压模式电路更简单补偿和更高的增益带宽。 3. 电流模式电路额外的好处包括固有的脉冲逐脉冲限流仅仅通过钳位误差放大器的命令，当多个功率单元并联共享以及提供方便的负荷。 而改进提供了电流模式令人印象深刻的是，这项技术在设计过程中还带有其独特的一套必须解决的问题。一些这些清单已概述如下： 如何判断电压反馈与电流反馈？ 若反馈量与输出电压成正比则为电压反馈；若反馈量与输出电流成正比则为电流反馈。通常可以采用负载短路法来判断。 从概念上说，若反馈量与输出电压（有时不一定是输出电压，而是取样处的电压）成正比则为电压反馈；若反馈量与输出电流（有时不一定是输出电流，而是取样处的电流）成正比则为电流反馈。在判断电压反馈和电流反馈时，除了上述方法外，也可以采用负载短路法。负载短路法实际上是一种反向推理法，假设将放大电路的负载电阻RL短路（此时，），若输入回路中仍然 存在反馈量，即，则为电流反馈；若输入回路中已不存在反馈，即则为电压反馈。 判断电压反馈和电流反馈更直观的方法是根据负载电阻与反馈网络的连接方式来区分电 压反馈与电流反馈。将负载电阻与反馈网络看作双端网络（在反馈放大电路中其中一端通常为公共接地端），若负载电阻与反馈网络并联，则反馈量对输出电压采样，为电压反馈。否则，反馈量无法直接对输出电压进行采样，则只能对输出电流进行采样，即为电流反馈。 电压负反馈可以稳定输出电压；而电流负反馈则可以稳定输出电流。区分电压反馈与电流反馈只有在负载电阻RL变动时才有意义。如果RL固定不变，因输出电压与输出电流成正比，所以，在稳定输出电压的同时也必然稳定输出电流，反之亦然，二者效果相同。但是当负载电阻 RL改变时，二者的效果则完全不同，电压负反馈在稳定输出电压时，输出电流将更不稳定； 而电流负反馈在稳定输出电流时，输出电压将更不稳定。 图6 电压反馈与电流反馈的判断 如图5(a)，反馈电压，反馈量与输出电压成正比，故为电压反馈。 图6(a)，反馈电压，反馈量与输出电流成正比，故为电流反馈。 图6 (b)，反馈电流，反馈量与输出电流成正比，故为电流反馈。也可用负载短路法来判断，如图5(a)中，将RL短路时（此时，），如图7(a)所示。由于输 入回路中不存在反馈（），所以图5(a)电路为电压反馈。将图6(a) 中RL短路时（此 时，，如图7(b)所示，输入回路中仍然存在反馈量（），说明反馈对输出电流取样，所以图6(a)电路应为电流反馈。 图7 负载短路法判断电压反馈与电流反馈 FS1: 由变压器计算得到Iin值，以此Iin值可知使用公司共享料2A/250V，设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。 TR1(热敏电阻): 电源启动的瞬间，由于C1(一次侧滤波电容)短路，导致Iin电流很大，虽然时间很短暂，但亦可能对Power产生伤害，所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻，以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A，230V/60A)，但因热敏电阻亦会消耗功率，所以不可放太大的阻值(否则会影响效率)，一般使用SCK053(3A/5Ω)，若C1电容使用较大的值，则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上)。 VDR1(突波吸收器): 当雷极发生时，可能会损坏零件，进而影响Power的正常动作，所以必须在靠AC输入端(Fuse之后)，加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K)，但若有价格上的考虑，可先忽略不装。 CY1，CY2(Y-Cap): Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ，AC Input若为2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1与Y2的差异，除了价格外(Y1较昂贵)，绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘，绝缘耐压约为Y2的两倍，且在电容的本体上会有“回”符号或注明Y1)，此电路蛭蠪G所以使用Y2-Cap，Y-Cap 会影响EMI特性，一般而言越大越好，但须考虑漏电及价格问题，漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max)。 CX1(X-Cap)、RX1: X-Cap为防制EMI零件，EMI可分为Conduction及Radiation两部分，Conduction 规范一般可分为: FCC Part 15J Class B 、CISPR 22(EN55022) Class B 两种，FCC 测试频率在450K~30MHz，CISPR 22测试频率在150K~30MHz，Conduction可在厂内以频谱分析仪验证，Radiation 则必须到实验室验证，X-Cap 一般对低频段(150K ~ 数M之间)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但 1：蜂鸣器控制电路无源蜂鸣器。当BUZZ为高电平时，三极管T1（三极管N型）导通，蜂鸣器响，低电平蜂鸣器不响。R5作用是限流。 图： 1.1 下面电路增加了电容C18和反向二极管D2.作用是滤波和阻止反向。二极管的反向击穿电压很高。一般小功率三极管触发电压很低，0.7V，电流也很小，一般不到1UA. 图1.2： 2:IO 控制电源开关是否导通。利用三极管和MOS管。 MOS：MOSFET管式FET的一种，可以被制作成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共四种，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，NMOS，PMOS。 对于这两种增强型的MOS管，常用的是NMOS，特点是导通电阻小，开关电源和马达驱动的引用都是它。 导通条件： NMOS：当Vgs大于一定的数值时，就导通；PMOS：当Vgs小于一定的数值时，就导通。 开关损耗： 不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，产生损耗必然的，现在的MOS管导通电阻一般都是几十毫欧姆。 MOS管AO3401：P-channel Enhancement Mode Field Effect Transistor 导通条件：一般不要超过-12V即可对于AO3401来说。下面是对不同的压差对应的阻抗值： 下面是开关控制电路在工程中的应用： 1：通过一个IO管脚控制电源是否导通。 2：下面是两个MOS管3401,没有加入开关控制，只是上电后，VDD就等于输入电压。 此时可以两路供电，如果J5没有输入电压，由VBUS供电，经过F1输出5V电压。 下面电路可以把R10换成开关，Q201是始终导通状态，内部二极管压降是0.5V左右。 注意：两个三极管方向是不同的，Q200左边是S，右边是D；Q201左边是D，右边是s。 当J5有电压时，Q200导通，Q201也满足导通条件，压降由0.5V变为0.1V。具体详解在下一节。 注：VBUS右边断开。 分析电流控制型开关电源方案 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。 电压控制型开关电源会对开关电流失控，不便于过流保护，并且响应慢、稳定性差。与之相比，电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，能克服电流失控的缺点，并且性能可靠、电路简单。据此，我们用UC3842芯片设计了一个电流控制型开关电源。为了提高输出电压的精度，系统没有采用离线式结构，而采用直接反馈式结构。本系统在设计上充分考虑了电磁兼容性和安全性，可广泛应用于 工业、家电、视听和照明设备。 电流控制型开关电源的原理框图 电流型控制是针对电压型控制的缺点而发展起来的，在保留了电压控制型的输出电压反馈控制部分外，又增加了一个电流反馈环节，其原理框如图1所示。 图1 电流控制型开关电源的原理框图 电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，内环为电流控制环，外环为电压控制环。当U O变化导致UF变化，或I变化导致US变化时，从而改变UO，达到输出电压稳定的目的。 电流型控制芯片UC3842 UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而 继电器是一种用电流控制的开关装置。是各种自动控制电路中必不可少的执行器件。在这一节中，我们将介绍继电器的构造和工作原理，并用继电器制作延时开关电路。 一、继电器简介 （一）继电器的构造和工作原理 电磁继电器是一种常见的继电器，其中4098型超小型继电器使用最为广泛。图3－24是这种继电器的结构示意图 图3—24 4098型继电器 继电器的工作原理是，当继电器线圈通电后，线圈中的铁芯产生强大的电磁力，吸动衔铁带动簧片，使触点1、2断开，1、3接通。当线圈断电后，弹簧使簧片复位，使触点1、2接通，1、3断开。我们只要把需要控制的电路接在触点1、2间（1、2称为常闭触点）或触点1、3间（称为常开触点），就可以利用继电器达到某种控制的目的。 4098型继电器线圈的工作电压有3伏、6伏、９伏、12伏等多种规格。吸合时线圈中通过的电流约为50毫安左右，触点间允许通过的电流可达1安培（250伏）。 （二）继电器的检测 1.可用万用表欧姆档R×100档测量继电器线圈的电阻。4098（6V）继电器线圈的电阻约为100欧姆左右。如电阻无限大，说明线圈已断路，若电阻为零，则说明线圈短路，均不可使用。 2．将线圈引脚4、5两端加上直流电压。逐渐升高电压，当听到“塔”的一声，衔铁吸合时电压值为继电器吸合电压。此电压值应小于工作电压值。继电器吸合后，再逐渐降低电压，再听到“咯”的一声释放衔铁时，衔铁复位；一般释放电压应为吸合电压的1／3左右，否则继电器工作将不可靠。 第二项检测，可在老师辅导下去做。 二、延时开关电路的制作 延时开关电路如图3—25。 图３—２5 延时开关电路 （一）工作原理 将电源开关K2闭合，再按下按钮开关K1，这时，晶体二极管V1、V2导通，继电器吸合。同时电源对电容器C充电。当K1断开后由于C已被充电，它将通过R和V1V2放电，从而维持三极管继续导通，继电器仍然吸合。经过一段时间的放电，C两极间电压下降到一定值时，不足以维持三极管继续导通，继电器才释放。从K1断开到继电器释放的时间间隔称为延时时间。它决定于R和C的大小。一般Ｃ为100微法时，调节可调电阻器Ｒ可获得10秒至90秒的延时时间。若Ｃ取1000微法，则延时时间可达5分钟以上。 继电器上并联的二极管起保护作用，防止继电器断电释放时，由于自感产生高电压损坏晶体三极管。 （二）印刷电路板和元件规格 延时开关电路的印刷电路板如图3一26（A）。实物图见图3—26（B）。 元件规格： Ｊ继电器4098型工作电压6V V1V2晶体三极管9014 VD晶体二极管2CP10或1N4001 Ｒ可调电阻器100k C电解电容器100u/6V K1按钮开关。 （三）焊接电路 1．将各元件做焊前处理、镀锡。 2．焊接继电器。将继电器插入印刷板上对应的小孔。将5个引脚焊好。注意焊接时间要尽量短些，焊点应圆而小。 3．焊接Ｒ和Ｃ、可调电阻器Ｒ可如图3－27焊好后再插入印刷电路板焊接。电解电容器C焊接时要注意正负引脚位置。 电压负反馈和电流正反馈自动调速系统的选择 转速负反馈自动调速系统，其调速指标是很好的，但是它需要一个测速发电机，增加了设备投资，维修较麻烦，有时安装也困难。从A-G-M开环系统中可以看出，当负载电流增加时，由于发电机端电压的下降以及发电机、电动机换向绕组压降及电动机电枢压降的增加，使电动机反电动势及转速下降，可用发电机端电压作为负反馈以维持发电机电压近似不变；可用负载电流作为正反馈以补偿换向绕组及电动机电枢绕组压降。这样既可得到近似转速负反馈的性能。 下图为电压负反馈调速系统电路图。 图2.5.1电压负反馈系统电路图 Figure 2.5 .1 negative feedback system voltage circuit 发电机电枢两端并联电阻RV，从中引出反馈电压UV，此即为信号引出点。Rv的选择应使流进其电流而引起发电机内部压降可略而不计。UV与给定电压Us是反向的，因而构成了电压负反馈环节。由于是电压反馈，故应选择高阻控制绕组作为CI。图中Rsa是给定回路附加电阻。 式中, 为给定电位器分压比； 为电压负反馈系数； 上图中各环节的电压平衡方程式为 式中,分别为发电机及电动机电枢绕组及换向绕组电阻； 为主回路换向绕组的电阻和。 根据框图，写出电压负反馈调速系统静特性方程： 式中，KV为电压负反馈闭环系统开环放大倍数 图2.5.2具有电压负反馈及电流正反馈系统电路图 Figure 2.5 .2 a negative feedback voltage and current positive feedback system circuit 从图2.5（b）可得静特性方程式 检修部员工培训模块 TDJXGYAQ 5.4.1.11 设备检修工艺、方法—电气 10kV开关电气控制回路图 2017-09-30发布 2017-12-01实施大唐国际托克托发电有限责任公司检修部 目录 1、符号及说明 (3) 2、断路器的控制回路的基本要求 (3) 3、断路器控制回路详解 (4) 编制人：张志峰主讲人：张志峰 10kV开关电气控制回路图 1、符号及说明 1.1 如图所示为托克托发电厂五期10kV开关VBG-12P的电气原理图。 1.2 图中操作电源选用AC/DC110V。 图1手车式电气原理图 1.3 图中：HQ：合闸线圈；TQ：分闸线圈；M：储能电机；R0：电阻；S8：辅助开关（当手车在试验位置切换）； S9：辅助开关（当手车在工作位置切换）；SP5：合闸闭锁用电磁铁辅助开关；S2：微动开关；DL：辅助 开关；U：桥式整流器（直流时取消2U~4U）；K1：合闸闭锁线圈；K0：防跳继电器；Y7~Y9：过流脱扣 器；X：航空插头；L1~L10：连接线；PCB：线路板。 1.4 图中包括电机回路、合闸回路、闭锁回路、分闸回路、辅助回路。 2、断路器的控制回路的基本要求 2.1、应能监视控制电源及跳、合闸回路的完好性：断路器的控制电源最为重要，一旦失去电源断路器便无法操作。 因此，无论何种原因，当断路器控制电源消失时，应发出声、光信号，提示值班人员及时处理。 2.2、具有防止多次合、跳闸的“跳跃”闭锁装置。断路器的“跳跃”现象一般是在跳闸、合闸回路同时接通时才 发生。发生“跳跃”对断路器是非常危险的，容易引起机构损伤，甚至引起断路器的爆炸，故必须采取闭锁 课程设计报告 题目：多路控制开关电路设计课程名称： 学生姓名： 学生学号： 年级： 专业： 班级： 指导教师： 电子工程学院制 2017年3月 目录 1多路控制开关电路设计的任务与要求 (1) 1.1 多路控制开关电路课程设计的任务 (1) 1.2 多路控制开关电路课程设计的要求 (1) 2 多路控制开关电路设计方案制定 (1) 2.1多路控制开关电路设计的原理 (1) 3 多路控制开关电路设计方案实施 (2) 3.1多路控制开关电路单元模块功能及电路设计 (2) 3.2多路控制开关电路电路参数计算及元器件选择 (4) 3.3 多路控制开关电路系统整体电路图 (8) 3.4 元器件清单 (8) 4 多路控制开关电路设计的仿真实现（或者硬件制作与调试） (9) 4.2 多路控制开关电路设计仿真实现 (10) 4.4 多路控制开关电路设计数据分析 (11) 5.多路控制开关电路实物设计 (11) 5.1设计过程 (11) 5.2硬件实现 (12) 6.总结及心得体会 (12) 7.参考文献 (12) 8. 附录 (13) 多路控制开关电路设计 电子工程学院电子信息工程专业 1多路控制开关电路设计的任务与要求 1.1 多路控制开关电路课程设计的任务 设计多路开关控制多路，用多个开关控制数码管 1.2 多路控制开关电路课程设计的要求 1 用多个开关控制，用不同的开关控制数码管显示不同的数字，实现不同的功能。八组参赛者在进行抢答时，抢发先者按下面前的按钮时，抢答器能准确地判断出抢先者，并以蜂鸣器声为标志。 抢答器应具有互锁功能，某组抢答后能自动封锁其他各组进行抢答。 3系统应具有一个总复位开关。 2 多路控制开关电路设计方案制定 2.1多路控制开关电路设计的原理 接通电源后，主持人将开关拨到"清除"状态，多路控制开关电路处于禁止状态主持人将开关置开始"状态，宣布"开始"工作。扬声器给出声响提示。选手在定时时间内按键时。多路控制开关电路完成优先判断、编号锁存、编号显示、扬声器提示。当一轮抢答之后，定时器停止、禁止二次抢答。如果再次抢答必须由主持人再次操作"清除"和"开始"状态开关。锁存器输入信号均为同一电平时，锁存器控制电路的输出信号使锁存器打开，这时锁存器输入端的信号送往相应的输出端。当有一输入端的电平发生条便是其对应输出端点评也随着发生变化，次变化的输出电平送入锁存器控制电路，控制电路立即产生控制信号封锁锁存器，让锁存器进入锁存工作状态。此时无论那个输入端电平发生变化，锁存器各个输出端电平保持不变。发生变化的输出端经过编码器编码之后，将相关信息由译码器送入数码显示器，显示相应的组别，并发出响声。 2.2 多路控制开关电路设计的技术方案 放大电路负反馈的原理特点 一、提高放大倍数的稳定性 引入负反馈以后，放大电路放大倍数稳定性的提高通常用相对变化量来衡量。 因为： 所以求导得： 即： 二、减小非线性失真和抑制噪声 由于电路中存在非线性器件，会导致输出波形产生一定的非线性失真。如果在放大电路中引入负反馈后，其非线性失真就可以减小。 需要指出的是：负反馈只能减小放大电路自身产生的非线性失真，而对输入信号的非线性失真，负反馈是无能为力的。 放大电路的噪声是由放大电路中各元器件内部载流子不规则的热运动引起的。而干扰来自于外界因素的影响，如高压电网、雷电等的影响。负反馈的引入可以减小噪声和干扰，但输出端的信号也将按同样规律减小，结果输出端的信号与噪声的比值（称为信噪比）并没有提高。 三、负反馈对输入电阻的影响 由于负反馈可以提高放大倍数的稳定性，所以引入负反馈后，在低频区和高频区放大倍数的下降程度将减小，从而使通频带展宽。 引入负反馈后，可使通频带展宽约（1+AF）倍。 四、负反馈对输入电阻的影响 （a）串联反馈（b）并联反馈 图1 求输入电阻 1、串联负反馈使输入电阻提高 引入串联负反馈后，输入电阻可以提高（1+AF）倍。即： 式中：ri为开环输入电阻 rif为闭环输入电阻 2、并连负反馈使输入电阻减小引入并联负反馈后，输入电阻减小为开环输入电阻的 1/(1+AF )倍。 即： 五、负反馈对输出电阻的影响 1、电压负反馈使输出电阻减小 放大电路引入电压负反馈后，输出电压的稳定性提高了，即电路具有恒压特性。 引入电压负反馈后，输出电阻rof减小到原来的1/（1+AF）倍。 2、电流负反馈使输出电阻增大 放大电路引入电流负反馈后，输出电流的稳定性提高了，即电路具有恒流特性。 引入电流负反馈后，使输出电阻rof增大到原来的（1+AF）倍。 3、负反馈选取的原则 （1）要稳定静态工作点,应引入直流负反馈。 （2）要改善交流性能，应引入交流负反馈。 （3）要稳定输出电压，应引入电压负反馈； 要稳定输出电流，应引入电流负反馈。 （4）要提高输入电阻，应引入串联负反馈； 要减小输入电阻，应引入并联负反馈。 六、深度负反馈的特点 1、串联负反馈的估算条件 反馈深度（1+AF）>>1的负反馈，称为深度负反馈。通常，只要是多级负反馈放大电路，都可以认为是深度负反馈.此时有： 因为：， 所以：xi≈xf 估算条件： 路灯自动控制开关电路的 设计 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020 路灯自动控制开关电路的设计 一、实验要求 可以根据光照的强度自动控制路灯的通、断。当傍晚光照强度渐弱或者清晨光照强度渐强来控制路灯的通或者断以及其灯的强度。 二、实验目的 1.了解自动调光台灯电路的结构及工作原理 2.让我们学会更好的自主学习和团队合作 三、实验原理 ·············调光台灯电路及工作原理电路图············· 功能实现：当环境光照弱，它发光亮度就增大；环境光照强，发光亮度就减暗。 当开关S拨向位置2时，它是一个普通调光台灯。RP、C和氖泡 N组成张弛振荡器，用来产生脉冲触发可控硅VS。一般氖泡辉光导通电压为60－80V， 当C充电到辉光电压时，N辉光导通，VS被触发导通。调节RP能改变C充电速率，从而能改变VS导通角，达到调光的目的。R2、R3构成分压器通过VD5也向C充电，改变R2、R3分压也能改变VS导通角，使灯的亮度发生变化。 当S拨向位置1时，光敏电阻RG取代R3，当周围光线较弱时，RG呈现高电阻，VD5右端电位升高，电容C充电速率加快，振荡频率变高，VS导通角增大，电灯两端电压升高、亮度增大。当周围光线增强时，RG电阻变小，与上述相反，电灯两端电压变低，高度减小。四、实验步骤 调试时，将RP调到阻值为零位置，S置于位置2，用万用表测电灯两端交流电应在200V以上，如低于200V可略减小R1或增大R3阻值，使之达到要求。光敏电阻RG应安装在台灯底座侧面台灯光线不能直接照射的地方，用来感受周围环境照度。调光台灯的灯泡宜用40W的白炽灯。调整好的电路即可投入使用；S拨向2为普通调光台灯，调RP可选择适当的高密度；S拨向1为自动台灯，先调RP选择好适当亮度，如环境照度变暗时，台灯亮度会逐渐变亮，增大照度。 五、实验实物 逆变器的两种电流型控制方式 摘要：研究分析了逆变器的两种双环瞬时反馈控制方式——电流型准PWM控制方式和三态DPM电流滞环跟踪控制方式，介绍其工作原理，分析比较其动态和静态性能，并给出具体实现电路及系统仿真结果。 关键词：PWM逆变器功率变换器控制 On Two Types of Current Programmed Control Topologies for Inverters Abstract:This paper presents a comparative study on two types of current programmed instant control modes for inverters, PWM and hysteresis type.Principle, static and dynamic performance are discussed. Realization circuits and simulation results are presented. Keywords:PWM, Inverter, Power converter, Control 中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：0219 2713(2000)12－642－03 电流型双环控制技术在DC/DC变换器中广泛应用，较单电压环控制可以获得更优良的动态和静态性能[3]。其基本思路是以外环电压调节器的输出作为内环电流给定，检测电感(或开关)电流与之比较，再由比较器的输出控制功率开关，使电感和功率开关的峰值电流直接跟随电压调节器的输出而变化。如此构成的电流、电压双闭环变换器系统瞬态性能好、稳态精度高，特别是具有内在的对功率开关电流的限流能力。逆变器(DC/AC变换器)由于交流输出，其控制较DC/DC变换器复杂得多，早期采用开关点预置的开环控制方式[1]，近年来瞬时反馈控制方式被广泛研究，多种各具特色的实现方案被提出，其中三态DPM(离散脉冲调制)电流滞环跟踪控制方式性能优良，易于实现。本文将电流型PWM控制方式成功用于逆变器控制，介绍其工作原理，与电流滞环跟踪控制方式比较动态和静态性能，并给出仿真结果。 1三态DPM电流滞环跟踪控制方式 电流滞环跟踪控制方式有多种实现形式[1，2，4，5]，其中三态DPM电流滞环跟踪控制性能较好且易于实现[1]。参照图1，它的基本工作原理是：检测滤波电感电流iL，产生电流反馈信号if。if与给定电流ig相比较，根据两个电流瞬时值之差来决定单相逆变桥的4个开关在下一个开关周期中的导通情况：ig－if>h时（h见图1，为电流滞环宽度，可按参考文献[1]P64式5 2选取）S1、S4导通，UAB=＋E，＋1状态；ig－if－h时S2、S3导通，UAB="－"E，－1状态；|ig－if|h时S1、S3或S2、S4导通，UAB="0，"0状态。两个D触发器使S1～S4的开关状态变化只能发生在周期性脉冲信号CLK(频率2f)的上升沿，也就是说开关点在时间轴上是离散的，且最高开关频率为f。 仿真和实验表明，iL正半周，逆变器基本上在＋1和0状态间切换，而iL负半周，逆变器基本上在－1和0状态间切换，只有U0过零点附近才有少量的＋1和－1之间的状态跳变，从而使输出脉动减小。 2电流型准PWM控制方式 1.电压反馈放大器与电流反馈放大器的区别： 1.带宽VS增益 电压反馈型放大器的-3DB带宽由R1、Rf和跨导gm共同决定，这就是所谓的增益帯宽积的概念，增益增大，带宽成比例下降。同时运放的稳定性有输入阻抗R1和反馈阻抗Rf共同决定。而对于电流反馈型运放，它的增益和带宽是相互独立的，其-3DB带宽仅由Rf决定，可以通过设定Rf得到不同的带宽。再设定R1得到不同的增益。同时，其稳定性也仅受Rf影响。 2.反馈电阻的取值 电流型运放的反馈电阻应根据数据手册在一个特定的范围内选取，而电压反馈型的反馈电阻的选取就相对而言宽松许多。需要注意的是电容的阻抗随着频率的升高而降低，因而在电流反馈放大器的反馈回路中应谨慎使用纯电容性回路，一些在电压反馈型放大器中应用广泛的电路在电流反馈型放大器中可能导致振荡。比如在电压反馈型放大器我们常会在反馈电阻Rf上并联一个电容Cf来限制运放的带宽从而减少运放的带宽噪声（Cf也常常可以帮助电压反馈型放大器稳定），这些如果运用到电流反馈放大器上，则十有八九会使你的电路振荡。 3.压摆率 当信号较大时，压摆率常常比带宽更占据主导地位，比如同样用单位增益为280MHZ的放大器来缓冲10MHZ，5V的信号，电流反馈放大器能轻松完成，而电压反馈放大器的输出将呈现三角波，这是压 摆率不足的典型表现。通常来说，电压反馈放大器的压摆率在500V每us,而电流反馈放大器拥有数千V每us. 4.如何选择两类芯片 a,在低速精密信号处理中，基本看不到电流反馈放大器的身影，因为其直流精度远不如精密电压反馈放大器。 b.在高速信号处理中，应考虑设计中所需要的压摆率和增益帯宽积；一般而言，电压反馈放大器在10MHZ以下，低增益和小信号条件下会拥有更好的直流精度和失真性能；而电流反馈放大器在10MHZ以上，高增益和大信号调理中表现出更好的带宽和失真度。当下面两种情况出现一种时，你就需要考虑一下选择电流反馈放大器：1，噪声增益大于4；2，信号频率大于10MHZ。 编辑本段2.应用时需要注意的问 1、电流反馈型放大器不能用做积分器 2、电流反馈型放大器在反馈电阻两端不能用并联电容的方法消除振荡 3、电流反馈型放大器的输出和反向输入端不能跨接电容 4、电流型反馈放大器的反馈误差量是运放负管脚的电流值，Vout=Zt×In 5、电流型反馈放大器的反馈电阻不能选择过大的值 6、电流型反馈放大器的反馈阻值会影响放大的稳定性和带宽 7、电流型反馈放大器不能用作电压跟随器的接法 8、电流型反馈放大器的压摆率比较高 9、电流型反馈放大器无增益带宽积这一个参数10、电流型反馈放大器的增益和闭环带宽可以分别的设置11、反馈电阻有一个最佳值，既可以保证最大带宽，也可以保证稳定的放大的不振荡。 用TL494制作的ATXC开关电源控制电路图 本开头电源控制电路采用ＴＬ４９４（有的电源采用ＫＡ７５００Ｂ，其管脚功能与ＴＬ４９４相同，可互换）及ＬＭ３３９集成电路（以下简称４９４和３３９）。４９４是双排１６脚集成电路，工作电压７～４０Ｖ。它含有由{14}脚输出的＋５Ｖ基准电源，输出电压为＋５Ｖ（±０．０５Ｖ），最大输出电流２５０ｍＡ；一个频率可调的锯齿波产生电路。 图1 ＡＴＸ电源的控制电路见图１。控制电路采用ＴＬ４９４（有的电源采用ＫＡ７５００Ｂ，其管脚功能与ＴＬ４９４相同，可互换）及ＬＭ３３９集成电路（以下简称４９４和３３９）。４９４是双排１６脚集成电路，工作电压７～４０Ｖ。它含有由{14}脚输出的＋５Ｖ基准电源，输出电压为＋５Ｖ（±０．０５Ｖ），最大输出电流２５０ｍＡ；一个频率可调的锯齿波产生电路，振荡频率由{5}脚外接电容及{6}脚外接电阻来决定。{13}脚为高电平时，由{8}脚及{11}脚输出双路反相（即推挽工作方式）的脉宽调制信号。本例为此种工作方式，故将{13}脚与{14}脚相连接。比较器是一种运算放大器，符号用三角形表示，它有一个同相输入端“＋”；一个反相输入端“－”和一个输出端。 比较器同相端电平若高于反相端电平，则输出端输出高电平；反之输出低电平。４９４内的比较放大器有四个，为叙述方便，在图１中用小写字母 ａ、ｂ、ｃ、ｄ来表示。其中ａ是死区时间比较器。因两个作逆变工作的三极管串联后接到＋３１０Ｖ的直流电源上，若两个三极管同时导通，就会形成对直流电源的短路。两个三极管同时导通可能发生在一个管子从截止转为导通，而另一个管子由导通转为截止的时候。因为管子在转换时有时间的延迟，截止的管子已经转为导通了，但导通的管子尚未完全转为截止，于是两个管子都呈导通状态而形成对直流电源的短路。为防止这样的事情发生，４９４设置了死区时间比较器ａ。从图１可以看出，在比较器ａ的反相输入端串联了一个“电源”，正极接反相端，负极接４９４的{4}脚。Ａ比较器同相端输入的锯齿波信号，只有大于“电源”电压的部分才有输出，在三极管导通变为截止与截止转为导通期间，也就是死区时间，４９４没有脉冲输出，避免了对直流电源的短路。死区时间还可由{4}脚外接的电平来控制，{4}脚的电平上升，死区时间变宽，４９４输出的脉冲就变窄了，若{4}脚的电平超过了锯齿波的峰值电压，４９４就进入了保护状态，{8}脚和{11}脚就不输出脉冲了。４９４内部还有３个二输入端与门（用１、２、３表示）、两个二输入端与非门、反相器、Ｔ触发器等电路。与门是这样一种电路，只有所有的输入端都是高电平，输出端才能输出高电平；若有一个输入端为低电平，则输出端输出低电平。反相器的作用是把输入信号隔离放大后反相输出。与非门则相当于一个与门和一个反相器的组合。Ｔ触发器的作用是：每输入一个脉冲，输出端的电平就变化一次。如输出端Ｑ为低电平，输入一个脉冲后，Ｑ变为高电平，再输入一个脉冲，Ｑ又回到低电平。比较器、与门、反相器、Ｔ触发器以及锯齿波振荡器及{8}脚、{11}脚输出的波形见图２。３３９是四比较器集成电路。按管脚的顺序把内部四个比较器设为Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ比较器。４９４和３３９再配合其他电路，共同完成ＡＴＸ电源的稳压，产生ＰＷ－ＯＫ信号及各种保护功能。 开关电源的冲击电流控制方法 开关电源的输入一般有滤波器来减小电源反馈到输入的纹波，输入滤波器一般有电容和电感组成∏形滤波器，图1. 和图2. 分别为典型的AC/DC电源输入电路和DC/DC电源输入电路。 由于电容器在瞬态时可以看成是短路的，当开关电源上电时，会产生非常大的冲击电流，冲击电流的幅度要比稳态工作电流大很多，如对冲击电流不加以限制，不但会烧坏保险丝，烧毁接插件，还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电器设备。 图3.通信系统的最大冲击电流限值（AC/DC电源） 图4.通信系统在标称输入电压和最大输出负载时的冲击电流限值（DC/DC电源） 欧洲电信标准协会(the European Telecommunications Standards Institute)对用于通信系统的开关电源的冲击电流大小做了规定，图3为通信系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值[4]，图4为通信系统在DC/DC电源供电，标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值[5]。图中It为冲击电流的瞬态值，Im为稳态工作电流。 冲击电流的大小由很多因素决定，如输入电压大小，输入电线阻抗，电源内部输入电感及等效阻抗，输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同，很难进行估算，最精确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时，不能因引入传感器而改变冲击电流的大小，推荐用的传感器为霍尔传感器。 2. AC/DC开关电源的冲击电流限制方法 2.1 串连电阻法 对于小功率开关电源，可以用象图5的串连电阻法。如果电阻选得大，冲击电流就小，但在电阻上的功耗就大，所以必须选择折衷的电阻值，使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内。 图5. 串连电阻法冲击电流控制电路（适用于桥式整流和倍压电路，其冲击电流相同）串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流，大额定电流的电阻在这种应用中比较适合，常用的为线绕电阻，但在高湿度的环境下，则不要用线绕电阻。因线绕电阻在高湿度环境下，瞬态热应力和绕线的膨胀会降低保护层的作用，会因湿气入侵而引起电阻损坏。 图5所示为冲击电流限制电阻的通常位置，对于110V、220V双电压输入电路，应该在R1和R2位置放两个电阻，这样在110V输入连接线连接时和220V输入连接线断开时的冲击电流一样大。对于单输入电压电路，应该在R3位置放电阻。 2.2 热敏电阻法 在小功率开关电源中，负温度系数热敏电阻（NTC）常用在图5中R1，R2，R3位置。在开关电源第一次启动时，NTC的电阻值很大，可限制冲击电流，随着NTC的自身发热，其电阻值变小，使其在工作状态时的功耗减小。 用热敏电阻法也由缺点，当第一次启动后，热敏电阻要过一会儿才到达其工作状态电阻值，如果这时的输入电压在电源可以工作的最小值附近，刚启动时由于热敏电阻阻值还较大，它的压降较大，电源就可能工作在打嗝状态。另外，当开关电源关掉后，热敏电阻需要一段冷却时间来将阻值升高到常温态以备下一次启动，冷却时间根据器件、安装方式、环境温度的不同而不同，一般为1分钟。如果开关电源关掉后马上开启，热敏电阻还没有变冷，这时对冲击电流失去限制作用，这就是在使用这种方法控制冲击电流的电源不允许在关掉后马上开启的原因。 一．电压串联负反馈： 图Z0303（a）为两级电压串联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。 1．反馈类型的判断 （1）找出联系输出回路与输入回路的反馈元件。图Z0303（a）中Rf、Cf、Re1是联系输出回路与输入回路的元件，故Rf、Cf、Re1是反馈元件，它们组成反馈网络，引入级间反馈。 （2）判断是电压反馈还是电流反馈。 可用两种方法来判别，一是反馈网络直接接在放大电路电压输出端，故为电压反馈；二是令Uo = 0，因Uf由Rf、Re1 对Uo分压而得，故Uf= 0反馈消失，所以为电压反馈； （3）判别是串联反馈还是并联反馈。 由图Z0303（a）可以看出：Ube = Ui - Uf 即输入端反馈信号与输入信号以电压形式相迭加，故为串联反馈，也可令Ui＝0，此时Uf仍能作用到放大电路输入端，故为串联反馈；还可以根据反馈信号引至共射电路发射极则为串联反馈。 （4）判别反馈极性。 假定Ui为+，则经两级共射电路放大后，Uo为+，经Rf与Re1 分压得到的Uf也为+，结果使得放大电路有效输入信号减弱，故为负反馈。 综上判断结果、该电路为电压串联负反馈放大电路。 2、反馈对输出电量的稳定作用 放大电路引入电压负反馈后，能够使输出电压稳定。任何外界因素引起输出电压不稳时，输出电压的变化将通过反馈网络立即回送到放大电路的输入端，并与原输入信号进行比较，得出与前一变化相反的有效输人信号，从而使输出电压的变化量得到削弱，输出电压便趋于稳定。 可见，负反馈使放大电路具有了自动调节能力。电压负反馈能够稳定输出电压。 3、信号源内阻对串联反馈效果的影响 由上面的讨论可见，对串联反馈Ube = Ui - Uf ，显然，UI越稳定，Uf 对Ube 的影响就越强，控制作用就越灵敏。当信号源内阻Rs = 0时，信号源为恒压源，Us就为恒定值，则Uf的增加量就全部转化为Ube 的减小量，此时，反馈效果最强。因此，串联反馈时，Rs 越小越好，或者说串联反馈适用于信号源内阻Rs 小的场合。 4、放大倍数及反馈系数的含义 对电压串联负反馈电路， Xi = Ui， Xo = Uo，Xf = Uf 故： AUf、FU，分别称为闭环电压放大倍数和电压反馈系数。 开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。 调宽式开关稳压电源的基本原理可参见下图。 对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Ｕ。可由公式计算， 即Uo=Um×T1/T 式中Um为矩形脉冲最大电压值；T为矩形脉冲周期；T1为矩形脉冲宽度。 从上式可以看出，当Um 与T 不变时，直流平均电压Uo 将与脉冲宽度T1 成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。 二、开关式稳压电源的原理电路 1、基本电路 图二开关电源基本电路框图 开关式稳压电源的基本电路框图如图二所示。 交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。 控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。 ２．单端反激式开关电源 单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1 处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1 整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。 单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20－100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。唯一的缺点是输出的纹波电压较大，外特性差，适用于相对固定的负载。 单端反激式开关电源使用的开关管VT1 承受的最大反向 电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20－200kHz之间。 ３．单端正激式开关电源 单端正激式开关电源的典型电路如图四所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。当开关管VT1导通时，VD2也 导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感Ｌ储存能量；当开关管VT1截止时，电感Ｌ通过续流二极管VD3 继续向负载释放能量。 在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件，即磁通建立和 复位时间应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于５０％。由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可输出50－200 Ｗ的功率。电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，正因为这个原因，这种电路的实际应用较少。 ４．自激式开关稳压电源 自激式开关稳压电源的典型电路如图五所示。这是一种利用间歇振荡电路组成的开关电源，也是目前广泛使用的基本电源之一。 当接入电源后在R1给开关管VT1提供启动电流，使VT1 开始导通，其集电极电流Ic在L1中线性增长，在L2 中感应出使VT1 基极为正，发射极为负的正反馈电压，使VT1 很快饱和。与此同时，感应电压给C1充电，随着C1充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，致使VT1退出饱和区，Ic 开始减小，在L2 中感应出使VT1 基极为负、发射极为正的电压，使VT1 迅速截止，这时二极管VD1导通，高频变压器Ｔ初级绕组中的储能释放给负载。在VT1截止时，L2中没有感应电压，直流供电输人电压又经R1给C1反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振电脑开关电源原理及电路图
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