开关电源的基本工作原理

第一章开关电源的基本工作原理

开关电源是利用时间比率控制（Time Ratio Control,缩写为TRC）的方法来控制稳压输出的。按TRC控制原理，有以下三种方式：

1)脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation,缩写为PWM）。开关周期恒定，

通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。

2)脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,缩写为PFM）导通脉冲宽度恒

定，通过改变开关工作频率来改变占空比的方式。

3)混合调制导通脉冲宽度和开关工作频率均不固定，彼此都能改变的方式，

它是以上二种方式的混合。

在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。本设计采用的就是脉宽调制型开关稳压电源，其基本原理可参见右图。

对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Uo可由公式计算，即Uo=Um×T1/T

式中Um —矩形脉冲最大电

压值；

T —矩形脉冲周期；

T1 —矩形脉冲宽度。

从上式可以看出，当U m与T

不变时，直流平均电压Uo将与脉

冲宽度T1成正比。这样，只要我

们设法使脉冲宽度随稳压电源输

出电压的增高而变窄，就可以达

到稳定电压的目的。[1]

此外，为因应各种不同的输出功率，开关电源按DC/DC变换器的工作方式分又可分为反激式（Flyback）、顺向式（Forward）、全桥式（Full Bridge）、半桥式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull）等电路拓扑（Topology）结构。其中单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20～100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率，应用较为广泛。本设计采用的就是该方案，其典型的电路如图所示。[1]

图1-1 反激式开关电源典型电路结构

藉由PWM IC控制开关管的导通与否，配合次级侧的二极管和电容，即可得到稳定DC电压的输出。Ui为含有一定交流成份的直流电压，由开关功率管斩波和高频变压器降压，将储存于在变压器的能量传递给次级侧，转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。此外改变变压器初、次级的圈数，就可以得到想要的DC电源。PWM控制电路是这类开关电源的核心，它通过取样反馈闭环回路，调整高频开关元件的开关时间比例即占空比，以达到稳定输出电压的目的。

由于高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端，而MOS开关功率管导通时，次级整流二极管截止，电能就储存在高频变压器的初级电感线圈中；当MOS功率管关断时整流二极管导通，初级线圈上的电能传输给次极绕组，并经过次级整流二极管输出，故称之为单端反激式。

第一节开关电源的干扰特性及其抑制措施

开关电源虽然具有许多优点并得到广泛的应用，但由于它具有严重的射频干扰,在线性电路中的应用一直受到很大的限制。开关电源是把工频交流整流为直流后，再通过开关变为高频交流，其后再整流为稳定直流的一种电源，这样就有工频电源的整流波形畸变产生的噪声与开关波形产生的噪声。在输入侧泄露出去就表现为传导噪声和辐射噪声，在输出侧泄露出去就表现为纹波。同时外部噪声会进到电子设备中，而供给负载的电源噪声也会泄露到外部。若电源线中有噪声电流通过，电源线就相当于天线向空中辐射噪声。而这些噪声都会影响设备的正常工作。要想使其得到更广泛的应用，满足电磁兼容性的有关指标，就需要有效地抑制开关电源的干扰。

杂讯干扰的途径有两种，即传导干扰与辐射干扰。以下分别对两种干扰的特性与抑制方法做一介绍。

1.1 传导干扰及其抑制措施

从导线传入的干扰称为传导干扰，其干扰能量通过导电体进行传播，开关电源的输入、输出引线都是传导干扰的媒介。

开关电源产生的干扰会沿电源引线进入电网，污染电网，使同一电网的电子设备受到干扰。同时电源的输出线还将把干扰噪声传递给负载，使作为电源负载的电子设备直接受到干扰，当这种干扰幅度若大到一定程度，会影响线性电路和一些小信号电路的正常工作。

由于传导干扰主要是通过输入输出引线进行传播，因而相对来说传导干扰的抑制要容易些，主要方法是加接输入输出滤波器。

在开关电源的输入侧要介入电容与电感构成的滤波器，用于抑制交流电源产生的EMI，而该滤波器也称为电磁兼容（EMI）滤波器。其电路如图2-1所示。

图1-1输入端抑制传导干扰电路（EMI）

该滤波器是一典型的低通滤波器，使开关电源产生的一些高频脉冲干扰经过它后得到极大的衰减，能较好的滤除来源于电网或者传入电网的干扰，使其符合FCC、CE、VDE等标准。

图中L901、L902为共模扼流圈，它是绕在同一磁环上的两只独立的线圈，圈数相同，绕向相反，在磁环中产生的磁通相互抵消，磁芯不会饱和，主要抑制共模干扰，感值愈大对低频干扰抑制效果愈佳。这样绕制的滤波电感抑制共模干扰的性能大大提高。L901、 L902分别选择感值为2.0mH和15mH的共模扼流圈。

C901、C902为共模电容，主要抑制差模干扰，即火线和零线分别与地之间的干扰。电容值愈大对低频干扰抑制效果愈好，在这里选用102PF/250V。

C903、C904为差模电容，主要抑制共模干扰，即抑制火线和零线之间的干扰。电容值愈大对低频干扰抑制效果愈佳，在这里选用0.47uF/300V。有时为了降低成本也可将C904省去。

图中CN901为插座，接电网电压。F901为保险丝，电路中采用了规格为2A/250V的保险丝，它在高压时熔断，可防止设备在突发的高压时引起的破坏。NR901为负温度系数热敏电阻，开机瞬间温度低，阻抗大，防止电流对回路的浪涌冲击。常温下其规格为5A/5Ω。R901、R902对抗干扰电容起泄放作用，可于关机后迅速消耗掉C903储存的电能，防止带电损耗元件。它们的规格都为1MΩ，一般采用金属釉材料。

对输出端的干扰抑制，主要也是靠高频滤波器，电路图如下所示。

图1-2输出端抑制传导干扰电路

滤波电感由于工作在直流大电流状态下，磁芯在较大的磁场强度下工作，容易包含，一旦饱和，电感即失去滤波作用。因此必须采用饱和磁场强度很大的恒μ磁心，如铁鎳钼磁粉芯等金属磁芯。[2]

由于输出干扰的频谱相当丰富，从几十赫兹到几十兆赫兹均含分量。由于在高频的情况下，滤波电容等效由纯电容（C）、等效串联电阻（RES）和等效串联电感（LES）构成的串联电路。在工作频率f超过电容器的自谐振频率fr时，电容器就起到电感的作用。值大的滤波电容对低频干扰比较敏感，相反，值小的滤波电容吸收高频干扰的效果比较好。因此不能光采用大电解电容滤波C916，还必须加接自谐振频率很高的陶瓷电容器C917。

此外，输出干扰的幅度还与PCB板的布线有很大关系，不合理的布线往往会使干扰幅度大几倍，尤其是接地点的安排特别重要。

1.2 辐射干扰及其抑制措施

从空间传入的干扰称为辐射干扰，一般是指耦合干扰，即干扰能量通过空间介质进行近场感应。由于开关电源一般工作在低压大电流情况下，因而磁场干扰大于电场干扰。主要由开关变压器的漏感、开关功率管在开关转换时的大电流脉冲、开关二极管反向恢复的硬特性等引起。[2]

辐射干扰的抑制主要靠屏蔽。对电场可采用导电良好的材料，而磁场屏蔽则应采用导磁率较高的材料。在本文中就不作详细论述。

抑制干扰最有效的方法，是尽量减少干扰源的干扰能量。对开关电源变压器要减少其漏感，并选择开关参数优良的晶体管和软恢复的开关二极管。

脉宽调制控制器SG6841

2.1 PWM控制器SG6841简介

目前，开关电源的集成化与小型化已成为现实，早期的PWM IC大多采用UC384X系列（如UC3842、UC3843），但由于新产品越来越积体化及环保和安规要求越来越严苛的趋势下，出现了384XG及684X等具有Green Function的IC。Green Function为环保功能的意思，亦称之为Blue Angel，其要求是在满载70W 以下的电源产品，当负载没有输出功率的情况下，输入电源仍照常供应时，电路消耗功率必需小于1W以下。欧系的Infineon Coolset ICE2AXXX及ICE2BXXX 系列不仅具有Green Function，并且把以往外加的功率开关集成在8DIP的IC内，以节省空间和制造流程。

SG6841是由System General崇贸科技开发的一款高性能固定频率电流模式控制器，专为离线和DC－DC变换器应用而设计。它属于电流型单端PWM调制器，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、性能优良、价格低廉等优点，可精确地控制占空比，实现稳压输出，还拥有低待机功耗和众多保护功能，所以，为设计人员提供只需最少的外部元件就能获得成本效益高的解决方案，在实际中得到广泛的应用。SG6841有下列性能特点：

1)在无负载和低负载时时， PWM的频率会线性降低进入待机模式以实现低

功耗，同时提供稳定的输出电压。

2)由于采用BiCMOS，启动电流和正常工作电流减少到30μA和3mA，因此可

大大提高电源的转换效率。

3)SG6841是固定频率的PWM控制器，它的工作频率通过一个外接电阻来决

定，改变电阻值可轻易改变频率。

4)内建同步斜率补偿电路，可保证连续工作模式下电流回路的稳定性。

5)内建电压补偿电路可在一个较大的AC输入范围内实现功率限制控制，并

提供过载、短路保护功能。此外，还设有低电压锁定（UVLO）功能，使工作更稳定、可靠。

6)可通过外接一个负温度系数热敏电阻（NTCR）来传感环境温度以实现过温

保护，也可利用该功能实现过压保护。

7)具有图腾柱（即推拉输出电路）输出极，可实现良好的EMI。其最大输出

电压钳位在18V。

常见的SG6841有8脚DIP和SO两种封装，其各引脚功能分别如下所示：

1)GND：接地。

2)FB：反馈电压输入端。用于提供PWM调节信息，PWM占空比就是由它控制。

3)Vin：启动电流输入端。SG6841开始工作必须在该端要提供一个启动电压。

4)RI：参考设置端。通过连接一个电阻接地来为SG6841提供一个恒定的电

流，改变电阻阻值将改变PWM的频率。

5)RT：温度保护端。该端输出一个恒定的电流。在该端接一NTCR接地来传

感温度，当该端电压下降到一定值时会启动过温保护。在本设计中，该功能被用于高压保护。

6)Sense：电流传感端。当该端电压达到一个阈值时芯片会停止输出,从而实

现过流保护。

7)VDD：电源供电端。

8)Gate：PWM脉冲输出端。图腾柱（即推拉输出电路）输出极驱动功率开关

管。

图2-1 SG6841内部框图

2.2 SG6841内部结构与工作原理

1) 振荡器

SG6841的PWM频率范围为50KHz～100KHz。RI端通过连接一个电阻Ri接地来为SG6841提供一个恒定的电流，改变电阻阻值将改变PWM的频率。

由IC 內部放置電容CTB 的充放電產生鋸齒波形，其上下限設定在2.7V 與1.1V，如圖三所示。當鋸齒波電壓VSAW 大於2.7V，比較器CA1 的輸出為低準位，Vpulse 為高準位，Q1 截止。比較器CA2 的輸出為高準位，Q2 導通，CTB 放電。當VSAW 小於 1.1V，CA2的輸出為低準位，CA1 的輸出為高準位，Vpulse 為低準位，Q1 導通，Q2 截止，CTB 充電。藉由外加電阻RI 與參考電壓VR 可以產生一個參考電流IR，而鋸齒波的充電電流是IC 內部很小的電流：

)()

(1690kHz k Ri f PWM Ω= 在本设计中，取Ri ＝24k ，SG6841的PWM 频率为70.42kHz 。

1） 欠压锁定

SG6841采用了欠压锁定比较器来保证输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。欠压锁定回路其实质是一个滞回比较器，以防止在通过它们各自的门限时产生错误的输出动作。它的开启电压为16V，关闭电压为10V。在启动过程中，比较器反向输入端为16V，当VDD﹤16V时，比较器输出为低电平，SG6841无法工作。当VDD升到16V时，欠压锁定器输出为高电平，SG6841正常工作，同时MOS管导通，使比较器反向输入端为10V。当VDD 下降至10V时，欠压锁定器的输出回到低电平，整个电路停止工作。SG6841的7脚端设置了一个32V的齐纳二极管，保证内部电路绝对工作在32V以下，以防电压过高损坏芯片。

2）输出部分

SG6841的8脚为输出脚，它是一个单图滕柱输出级，专门设计用来直接驱动功率MOSFET的，具有降低热损耗、提高效率和增强可靠性的作用。在芯片内部有一18V的稳压管与Gate端相连使输出电压钳位在18V，可保护MOSFET免被击穿。通过控制PWM脉冲的上升与下降时间，可有效减少开关噪声，提高电源的EMI，并提供稳定的MOSFET管Gate极驱动。在1.0nF负载时，它能提供高达±1.0A的峰值驱动电流和典型值为250ns的上升时间和50ns的下降时间。还附加了一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入灌模式，这个特性使外部下拉电阻不再需要。

2）电流取样比较器和脉冲调制锁存器

SG6841作为电流模式控制器工作，输出开关导通由振荡器开始振荡起始，当峰值电感电流到达FB反馈端电平时终止。这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流。所用的电流取样比较器-脉宽调制锁存配置确保在任何一定的振荡周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。

电感电流通过插入一个与输出开关Q901的源极串联的以地为参考的取样电阻Rs转换成电压。此电压由电流取样输入端Pin6 Sense监视，并与来自Pin2 FB 端电平相比较。通常取样电阻Rs为一小电阻。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中：

I pk =（V FB –1.0V）/3R S

其中，V FB为FB端电压，1.0V为在两个二极管上的压降，1/3为经两个电阻后的分压比。

当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至0.85V。因此最大峰值开关电流为：[10]

Ipk（max）=0.85V / Rs

当输入电压很大时，取样电流将非常小，这时可通过高压补偿回路来调节。在电路中，通过R904与R905（均为1MΩ来提高Sense端电平，实现高压补偿。

当负载短路或其它原因引起功率管电流增加，并使取样电阻Rs上的电压升高。当Sense端的电压达到0.85V时，RS触发器的R端输入为低电平，从而Q 非输出低电平，SG6841即停止脉冲输出，可以有效的保护功率管不受损坏，从而实现过流保护。由此可得Ipk（max）＝0.85V/Rs，改变Rs值即可改变其最大的输出功率。在本设计中取Rs＝0.3Ω，可得Ipk（max）＝2.83A。

在SG6841的Sense端产生的噪声会引起PWM输出脉冲的不稳定。在芯片内

部Sense端经过一个斜率补偿电路后，才接至比较器同相输入端，这能有效地降低噪声的影响。良好的PCB布线和避免元件管脚太长也有利于减少噪声。而在UC3841的应用电路中则需要在Sense端增加一个RC滤波器来解决同样的问题，可见SG6841的功能更强，外围电路更简单。

当SG6841正常工作时，其内部振荡器产生振荡信号，此信号一路直接加到图腾柱电路的输入端，另一路加到PWM脉宽调制RS触发器的S端，RS型PWM脉宽调制器的R端接电流检测比较器输出端。当峰值电感电流未达到FB反馈端电平时，比较器输出低电平，此时R端为低电平，Q非端输出低电平；当峰值电感电流达到FB反馈端电平时，比较器输出高电平，此时R端为高电平，Q非端输出高电平。可见，FB端电压越高，Q非端脉冲越窄，同时Gate端输出脉宽也越窄（占空比减小）；FB端电压越低，Q非端脉冲越宽，同时Gate端输出脉宽也越宽（占空比增大），从而实现PWM控制，使输出电压稳定。

2.3 SG6841的启动与供电

SG6841需要在启动时给Pin3 Vin 提供一30μA的启动电流以使芯片进行有效的自举。在电路中，将Pin3 通过两个1MΩ的电阻接至PFC级的DC输出端，便可在AC输入90V～264V的范围内实现SG6841的有效启动。

在SG6841正常工作后，其Pin7 V DD端必须提供10V～30V电压为芯片供电。

2.4高压保护电路

SG6841的Pin5 RT端恒定输出一电流I RT，

I RT＝2×（1.3V/Ri）

RT端可串联一负温度系数的热敏电阻（NTCR）接地，R NTC随温度上升而降低，这时当

I RT×R NTC<0.65V

时启动过温保护功能。当RT端电压略低于0.65V，PWM脉冲的占空比会减少，从而降低电源输出电压来降低温度；当环境温度过高，RT端电压大大低于0.65V 时，PWM脉冲的占空比会减少至零，从而使电源完全停止输出。同时我们可以利用SG6841的该功能实现电源的高压保护。[10]

图2-2 高压保护回路部分电路图

高压保护回路如图2-6所示。当电网电压升高超过最大值时，自馈线圈输出的电压也将升高。若电压超过20V，此时ZD901被击穿，R918就会产生压降。当这个压降有0.6V时将使Q903导通，拉低Q904的基极电位，使Q904也导通，这样SG6841 Pin5通过D903、Q903直接接地，使SG6841迅速关断脉冲输出。同时Q904的导通也拉低了输入到SG6841 Pin7的电压，使SG6841停止工作。

2.5 待机工作模式

SG6841具有Green Function，支持Blue Angel模式。当低负载和无负载情况下，FB端电压会有所降低时，当其低于一个阈值电压时，会进入节能模式，SG6841的PWM工作频率会迅速降低至10kHz左右，此时仍有稳定的12V电压输出。如图所示即为待机时功率开关管D极的电压波形。

图2-13 待机模式功率开关管D极的电压波形开关电源中的调整管工作于开关状态，必然存在开关损耗，而且损耗的大小随开关频率的提高而成比例增加。另一方面，开关电源中的变压器、电抗器等磁性元件及电容元件的损耗，也随频率的提高而增加。因此通过降低其工作频率可有效降低其待机时的功耗。

第三节直流变换电路及工作过程

DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离，这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。[2]

图 3-1直流变换电路

变压器T901因为有气隙之故，其初级圈具有隔离、变压和储能电感的三重功能。当SG6841的Gate端输出PWM控制脉冲，控制Q901做开关状态。当Gate 端输出高电平时，开关管Q901导通，此时T901的初级线圈有电流流过，产生上正下负的电压，则次级产生下正上负的感应电动势，但这时次级上的二极管

D910、D911截止，此阶段为储能阶段；而当Gate端输出低电平时，开关管Q901截止，初级线圈上的电流在瞬间变为0，初级线圈的电动势为下正上负，在次级线圈上感应出上正下负的电动势，此时D910、D911导通，有电压输出。

图3-2和图3-3分别为输入电压为AC 90V/60Hz和264V/50Hz时的Gate端输出PWM脉冲的波形。在输入AC电压不同时，脉冲频率几乎不变，接近70KHz，但占空比随输入电压的不同而不同，开关电压正是利用这种脉宽调制的方式在较广的输入电压范围内实现12V的稳定输出。输入电压为AC 90V/60Hz时占空比为16.55%，而264V/50Hz时的占空比29.28%，可见输入电压小时开关管的导通时间小，从而变压器次级输出电压占空比更大。图2-10为输入AC 264V/90Hz开关MOS管D极电压波形。

图3-2 SG6841 Pin8 Gate输出波形（Input AC 90V/60Hz）

图3-3 SG6841Pin8 Gate输出波形（Input AC 264V/50Hz）

图3-4 Q901 D极波形（Input AC 264V/90Hz）

由于开关功率管Q901功耗较大，为防止它们被在高温条件下连续工作积累的热量烧毁或工作异常，需加一散热片。

由于在开关管关断时，初级线圈还有电流，因此为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器。本设计中在变压器的输入端需设有缓冲电路，它由D901、R903与C906组成。在开关管关断的瞬间，电感上的电流通过D901向C906充电；为了确保在开关管截止期间，不能因为C906的充电而减小铁芯向负载释放的能量，即充电时间应小于T off；另外，为了避免在开关管在关断的过程中工作在高电压大电流区，充电时间应大于或等于T off。因此综合考虑上述两方面的因素，应取C906的充电时间等于T off。因此取C906的值为152pF，它的耐压值为1KV。

在开关管导通的瞬间，电容C906通过R与开关管放电，放电的时间常数г

=RC906，为了减轻开关管在完全导通时所承受的电流，应在开关管开启的时间Ton内放掉C906上的大部分能量。

在变压器的输出端设有输出整流滤波回路，对直流变换后的电压进行整流与滤波，使之得到稳定的输出。

图3-5次级整流滤波电路

图3-6 变压器次级绕组输出电压波形

因为整流二极管D存在着反向恢复时间，在导通瞬间会引起较大的尖峰电流，它不仅增加了D本身的功耗，而且使开关管流过过大的浪涌电流，增加了开通瞬间的功耗。一般采用快速恢复二极管或肖特基二极管作为整流二极管。在低电压、大电流输出的开关电源中整流二极管的功耗是其主要功耗之一。因此，当U0 ≤8V时，一般选用肖特基二极管来整流，其优点是，导通电压Uon≈0.4～0.6V，为一般PN结的一半，反向恢复快且有足够的反向电压。当U0＞8V时，一般选用快速恢复二极管整流，它的反向耐压可达到数百伏。同时，D的电流平均值应大于输出电流。

依据上述的要求，采用了两个同样的二极管集成块。它们分别由两个规格为10A/100V的快速恢复二极管并联而成。这样可使整流达到较佳的效果。

当输出整流二极管两端加反压时，由于二极管中贮存电荷，也将有较大的浪涌电流产生，因此在二极管及输出电压中将有很大的噪声。在整流二极管上并接一RC（R919、R920、C913）回路，可吸收上述干扰。

L903、C916和C917组成输出端抑制传导干扰电路，这在上文已做了详细介绍。

由于整流二极管D910、D911功耗较大，为防止它们被在高温条件下连续工作积累的热量烧毁或工作异常，需加一散热片。

此外，若在变压器次级在增加一些绕组，通过选用合适的匝数比，便可得到不同等级的直流电压输出，为显示器的其它电路提供电压，但这会使电压取样反馈回路显得复杂，且稳压效果较差。除此以外，还可外加一些DC－DC转换电路来将12V的输出电压转换为5V等其它需要的直流电压。

第四节电压取样和反馈回路

如图4-1所示的电路图为电压取样和反馈回路。

该电路主要通过光电耦合器（IC902）和精确电位调节器（IC903）将输出端电压反馈回SG 6841 PIN2 FB端。L903接自次级整流滤波电路的输出端。

图4-1电压取样和反馈电路

在介绍该电路之前，先介绍一下TL431（IC903）。TL431为精确电位调节器，其内部原理图如图4-2所示。其内部有一个电压比较器，该电压比较器的反相输入端接内部基准电压2.495V±2%。该比较器的同相输入端接外部控制电压，比较器的输出用于驱动一个NPN的晶体管，使晶体管导通，电流就可以从Cathode 端流向Anode。

图4-2 TL431内部原理图

电压输出端12V电压由R926和R927分压后输入TL431的REF端，其中R926的阻值为9.31K，R927的阻值为2.43K。当电源正常工作时，输出12V的电压经分压后刚好为2.5V输入TL431。当电源的输出端电压超过12V时，由于REF>2.5V,则TL431内部比较器的输出高电平从而使NPN管导通。 IC902即光电耦合器的2脚电位随着降低，显然这种变化势必会使得流过光电耦合器的发光二极管的电流有所增大。由于光电耦合器PC123Y24P的CTR（电流传感系数即流过发光二极管的电流与流过光敏三极管的电流的比值）≈1，使得从PC123Y24P中的光敏三极管的4脚流过的电流也有所增大，这导致SG6841 PIN2 FB端电压降低，于是PIN6 Gate端的输出脉冲占空比变小，使次级输出电压降低，所以达到降压的目的。输出端电压下降；同理，当输出端电压降低时，TL431内部比较器的输出低电平从而使NPN管截止，从而使得流过光电耦合器的发光二极管的电流减小，可使SG6841 PIN2 FB端电压升高，于是PIN6 Gate端的输出脉冲占空比变大，输出电压上升。

此外，由C918、R923组成阻抗匹配电路，起到高频补偿作用。