Boost结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计

Boost结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计
Boost结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计

电力自动化设备

Electric Power Automation Equipment

Vol.31No.12Dec.2011

第31卷第12期2011年12月

0引言随着电力电子装置应用的日益广泛,公共电网谐波污染也日趋严重[1-3],由电力电子装置产生的大量谐波注入公共电网,严重影响了供电质量,增加了电网损耗,严重时还可能造成某些设备不能正常工作甚至损坏。另外,许多电力电子装置的功率因数很低,给电网带来额外负担。如何消除电力电子装置的谐波污染并提高其功率因数,已成为电力电子技术研究的一项重大课题,是目前国内外研究的热点[4-7]。

在各种电力电子装置中,整流装置所占的比例最大。目前,常用的整流电路几乎都采用晶闸管相控整流电路或二极管整流电路的非线性电路,但工频二极管和晶闸管整流器存在2个缺点:一是从公共连接点吸取高峰值脉冲电流,使网侧功率因数降低,网损增加;二是给电网注入大量的谐波,造成严重的谐波污染。抑制谐波和提高功率因数有2种方法:一是对电网实施谐波补偿的被动方法,装设补偿装置对谐波进行补偿,即采用无源滤波或有源电力滤波电路来旁路或消除谐波;二是对电力电子设备自身进行改进的主动方法,在整流器内部采取有源功率因数校正(APFC )技术。后者是一种更积极的方法,也是目前的研究热点之一[8-10]。本文设计了单相单周期控制Boost 结构APFC 电路,给出电路参数选择方法,并对设计电路进行了仿真[11-13],对样机进行了测试。

1

单周期控制的Boost 结构APFC 电路的工作原理和稳定性分析

1.1

工作原理

单周期控制的Boost 结构APFC 电路的原理图如图1所示,主电路由单相Boost 变换器构成,控制电路采用IR1150控制芯片控制。

电路控制目标为:通过合适变量的控制,使电网提供给电路的电流i in 与电网电压u in 同相位且波形相同,即整流桥整流后的输出电流i L 与其输出电压U in 相位相同且波形相同,从而保证电网输出电流是正弦波。在稳态时,从整流桥输出看其所接的电路可看作纯电阻时,就达到了控制目的。此时对于电源而言,可用一个等效电阻来模拟整流桥之后的所有电路,将其设置为R e ,则控制目标可表示为

摘要:以单相单周期控制Boost 结构有源功率因数校正电路为研究对象,分析了有源功率因数校正技术的基本原理,并对其稳定性进行数学分析,同时推导出了单周期控制方程。基于IR1150控制芯片,用简单的电路实现该控制,因无需乘法器和检测输入电压电路,简化了电路。针对300W 实际样机,对整个功率因数校正电路的高频输入电容、Boost 电感、Boost 输出电容、输出电压分压电阻、过电压保护分压电阻、IR1150的工作频率、检测电阻及其他参数进行设计。对所设计电路进行了仿真,并对样机进行了测试,获得仿真和测试波形及测试数据。仿真结果和测试结果表明,基于单周期控制的有源功率因数校正电路功率因数达到0.99以上,谐波分量低,且电路简单。

关键词:功率因数校正;变换器;谐波分析;单周期控制;设计;总谐波畸变率;仿真中图分类号:TM 46文献标识码:B 文章编号:1006-6047(2011)12-0114-06

Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计

王日文1,曹文思2,程立雪3,孙玲4

(1.国电南京自动化股份有限公司,江苏南京210003;2.华北水利水电学院电力学院,河南郑州450011;

3.香港理工大学建筑及环境科学学院,香港;

4.中国能建南京线路器材厂,江苏南京210037)

收稿日期:2011-11-08

基金项目:河南省教育厅自然科学基金资助项目(2011A470005)

Project supported by the Natural Science Foundation of the

Education Department of Henan Province (2011A470005)

图1单周期控制的Boost 结构APFC 电路

Fig.1Boost APFC circuit with one -cycle control

L

U in =R e i L

(1)

由于滤波电容C 相对很大,输出电压u o 在整个周期中近似为常数,即u o =U o ,由Boost 变换器可得:U o (1-d )=R e i L

(2)式(2)等号两边同时乘以R s (R s 为输出电流检测电阻),并令U m =R s R e U o ,占空比d =t on T s ,得APFC

电路的控制方程为

U m (1-d )=R s i L

(3)

电网提供的电流与电网电压同频同相位,所以实现了功率因数校正的目的。

如果在每一个开关周期中,对式(3)两边进行积分,积分时间常数为开关周期T s ,得:

1s

T s 0

乙U m

d t -1s

T s 0

乙dU m

d t =1

s

T s

乙R s i L

d t

(4)

在一个开关周期中,可以认为U m 和i L 的值保持

不变,可得:

U m -R s i L =1T s t on

U m d t

(5)该基本电路主要由PI 调解器、积分复位器、比较器、RS 触发器、时钟信号发生器和驱动放大器组成。工作过程如下:输出电压U o 的取样值和基准电压U ref 比较后的差值经过PI 调解器得到U m ;当时钟脉冲到来时,RS 触发器Q 端被置位高电平,主回路MOSFET 开关管V T 导通,电压U in 加到电感L 两端,电感电流开始线性上升,电感储存能量;Q 端此时为低电平,积分器对误差输入信号U in 进行积分;同时U m 与R s i L 相减,其差值和积分器的输出比较,当积分器的输出值达到U m -R s i L 的值时,比较器输出为高电平,使RS 触发器复位,Q 端输出低电平,主回路开关管V T 关断,Q 端此时为高电平,积分器复位,电感L 电流线性下降,电感向负载和输出电容释放能量,该状态一直持续到下一个时钟脉冲的上升沿到来再重复上一周期的过程。此控制电路在每个开关周期中都满足式(5),使得电网输出电流和电压同相位,且为正弦波。

1.2稳定性分析

主电路由单相Boost 变换器构成,拓扑结构如图

2所示。电路工作在电流连续状态(CCM )下分为V T 导通和断开2个阶段,如图3所示,V T 导通时,为电

感L 储能阶段,此时电源不向负载提供能量,负载靠电容C 的能量维持工作;V T 断开时,电源和电感共同向负载供电,并给电容C 充电。设开关管V T 固定

频率为f s ,开关周期为T s 。

根据图3,应用状态平均法公式构成数学模型如下[14-15]:

d i L d t d u o d t 乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙

乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙

=

0-1-d

L 1-d C

-1RC 乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙

乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙

i L

u o

22

+1L 2乙乙乙乙乙乙乙乙

乙乙乙乙乙乙乙乙乙

U in (6)

对状态平均方程进行小信号扰动,线性化令瞬时

值d =D +d 赞,u o =U o +u 赞o ,i L =I L +i 赞L ,其中,d 赞、u 赞o 、i 赞L 是扰动量。其小信号模型状态方程为

d i 赞L d t d u 赞o d t

2乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙

乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙

=00

2(1-d )

C

-1+I L (1-d )o 2

2乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙

乙乙乙乙乙乙乙乙

i 赞L

u

赞o

22(7)A =0

2(1-d )C

-1+I L (1-d )o 22

乙乙乙乙乙乙乙乙乙

乙乙乙乙乙乙乙乙

=

a 11a 12

a 21a 22

22

则矩阵A 的特征方程为[16]

λ2-(a 11+a 12)λ+a 11a 12=0

(8)其根为λ1、λ2,由λ1+λ2=a 11+a 22<0,λ1λ2>0可知,λ1、λ2恒在左半平面,所以Boost 结构APFC 电路稳定。

2Boost 结构APFC 电路参数设计

基于IR1150芯片的APFC 电路如图4所示。假

设设计参数为:输入交流电压有效值85~264V ,输入电源频率47~63Hz ,最低效率为92%,最低功率因数

λmin =0.99,最大谐波失真5%,直流输出电压385V ,直流输出电压最大值425V ,工作频率100kHz ,输出功率300W 。APFC 变换器的设计基于:即使在最小

输入电压时,也要保证有最大功率输出。设在低输入电压时,功率因数为0.998,效率为92%,则在最小输入电压时,得到最大输入功率为

P in (max )=P o (max )/ηmin =300/0.92=326(W )

(9)最大交流输入电流有效值为

I in (max )=P o (max )/(ηmin U in (min )λ)=3.8(A )

(10)

图2Boost 变换器电路原理图

Fig.2Schematic diagram of Boost converter

circuit

+-+-U in

V T

L V D C

R u o

i L 图3Boost 变换器电路工作过程

Fig.3Working process of Boost converter

(a )

开关管导通时的等效电路

+-

+-

U in

L

C

R u o

i L (b )开关管断开时的等效电路+

--U in L

C

R u

o

+i L 王日文,等:Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计

第12期

第31卷

电力自动化设备

假设输入电流为正弦波,那么输入交流电流的峰值电流为

I in (pk )max =2姨P in (max )/U in (min )=1.414×326/85=5.4(A )(11)

则最大输入平均电流为

I in (avg )max =2I in (pk )max /π=2×5.4/π=3.4(A )(12)

2.1主回路电路参数设计

2.1.1高频输入电容C in 确定

C in =K ΔI L

I in (max )

2πf sw rU in (min )

(13)其中,K ΔI L 为电感电流纹波系数,取20%;r 为输入高

频电容上的最大电压纹波系数,一般取3%~6%,这里取4.5%;由工作频率f sw =100kHz ,I in (max )=3.8A ,可知

C in =0.316μF ,可取C in =0.33μF 、额定电压为630V

的高频薄膜电容。

2.1.2Boost 电感L BST 确定

Boost 变换器的最大占空比发生在最小输入电

压下,在最小输入电压的峰值时,为了保证同样的输出功率,Boost 电感电流最大。最小输入电压的峰值电压为

U in (pk )min =2姨U in (min )=2姨×85=120(V )

(14)

此时占空比为

d =U o -U in (pk )min o

=0.69

(15)

假设电感电流的纹波电流为峰值的20%:

ΔI L =0.2I in (pk )max =0.2×5.4=1.1(A )

(16)

于是Boost 电感最大过载峰值电流为

I in (pk )ovl =(I in (pk )max +ΔI L /2)(1+K ovl )=6.55(A )(17)其中,K ovl 为过载系数,取10%。

得到电感L BST 为L BST =U

in (pk )min d f sw ΔI L =120×0.69100×103×1.1

=752.7(μH )(18)

在设计电感时必须注意,所选的磁芯在峰值电流时不能饱和,所以要选择大一号的磁芯。相反,如果允许的电感纹波电流大时,所需的电感量就小,磁芯

可选择小一点。

2.1.3Boost 输出电容C 确定

APFC 变换器输出电容的设计是基于输出电压的维持时间,一般取维持时间为15~50ms ,本电路取维持时间Δt =30ms 来设计:

C min =

2P o Δt o o (min )

=2×300×30=269(μF )

(19)

在实际电路应用时,必须考虑电容值的最大误差一般为-20%的情况,为了保证输出电压的维持时间,电容值要满足下式:

C =

C min 1-ΔC tol =2691-0.2

=336(μF )(20)取标准值330μF /450V 。2.2控制电路设计

2.2.1输出电压分压电阻确定

输出电压经过3个电阻R FB1、R FB2和R FB3分压取

样,为了降低整个分压电阻的功耗,满足待机功耗的要求和提高整个电路的效率,这些电阻值尽可能选得大。但在实际电路中,这些电阻也不能过大,要有足够的输入偏置电流保证误差放大器的输出。折中的选法取总值为1M Ω。R FB1和R FB2取相同的阻值,以使2个电阻承受相同的电压,且承受的电压必须在额定电压范围之内(因为输出电压为385V ,取额定电压为250V 的电阻),为了使输出电压的误差最小,选取±1%精度的电阻。取R FB1=R FB2=499k Ω,由输出电压U o =385V ,参考电压U ref =7V ,可得:

R FB3

=U ref (R FB1+R FB2)U o -U ref

=18.48(k Ω)

(21)取R FB3=18.5k Ω,可计算分压电阻的功耗为

P R FB1=P R FB2=70(mW )

(22)

2.2.2

过电压保护分压电阻的确定

过压保护脚OVP 可以设定Boost 最高输出电压,一般输出电容选450V 耐压的电解电容,所以Boost 输出电压值必须限制在电解电容的最高耐压范围之内,通过OVP 脚保护,把输出过冲电压限制在合理范围之内,过冲电压门限425V 是一个比较合适的值。选取过压保护点的分压电阻和上述电压反馈回路分压电阻一样,要考虑电阻的功耗和输入偏置电流。由设计要求可知,过电压保护点设计为425V ,取R OVP1=

R OVP2=499k Ω,精度为1%,可得R OVP3=17.9k Ω。2.2.3

频率的确定

IR1150的工作频率是通过外围的电阻R f 设定,

设定频率时,还需兼顾电磁干扰(EMI )和电路的效率。本设计折中考虑了EMI 、电感尺寸和功耗,选取了

100kHz 的开关频率。由工作频率和电阻R f 关系可

知R f =78.7k Ω。

2.2.4电流环和过电流保护点确定

IR1150电流检测脚ISNS 是电流检测放大器和

过流保护比较器的输入脚。输入最大电流发生在输

图4用IR1150实现的Boost 结构APFC 电路

Fig.4Boost APFC circuit based on IR1150

V Ds

L BST

t :20ms /div

(a )输入AC 90V 、满载300W

u i n :200V /d i v ;i i n :5A /d i v u o :100V /d i v

t :20ms /div

(b )输入AC 115V 、满载300W

u i n :200V /d i v ;i i n :5A /d i v u o :100V /d i v

3

2

1

3

2

1

图6输入电压AC 90V 空载时启动波形

Fig.6Startup waveforms without load when

input AC voltage is 90V

u o /

V

010*******

20U i n /V

204010

20

304070

t /ms

50

60

i s /A

图5输入电压AC 90V 满载时启动波形

Fig.5Startup waveforms with full load when

input AC voltage is 90V

00.51.01.5010

20U i n /V

204010

2030

40

50

t /ms

i s /A

u o /V

图7不同交流输入电压和电流波形

Fig.7Waveforms for different input voltages and currents

(a )输入AC 90V 、满载300W

t :6ms /div

u i n :55V /d i v i i n :2.5A /d i v

(b )输入AC 115V 、满载300W

t :6ms /div

u i n :55V /d i v i i n :2.5A /d i v

(c )输入AC 230V 、满载300W

t :6ms /div

u i n :55V /d i v i i n :2.5A /d i v

12

1

2

2

1

王日文,等:Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计

第12期

入电压最小且负载最重时,所以检测电阻选取必须保证在最小输入电压、最大输出功率时,Boost 变换器应保持恒定输出电压。可取R s =0.01Ω、功率为3W 的无感电阻。

2.2.5其他参数的确定

在峰值电流控制模式下,电流检测回路一般还要外加滤波器,可取R sf =100Ω,C sf =1nF ;软启动电路中可取为C z =0.33μF ;电压反馈回路中R gm =47k Ω,C p =3.3nF 。

3电路仿真

图5为输入电压AC 90V 时的启动波形,有浪涌电流和软启动过程,由于输入电压低,输出满载,所以输出电压调整到额定电压的时间较长,且输入电流的纹波也较小,输入电流波形接近正弦波且和输入电压同相位,所以功率因数接近1。图6为输出轻载时的启动波形,和满载启动过程相似。图中,i s 为流过检测电阻R s 的电流。但在轻载时,由于负载消耗的功率很小,Boost 电路输出电解电容的放电电流很小,即使在最小的占空比下,Boost 电感储存的能量对输出电容的充电电流也会大于其对负载的放电电流,从而引起输出电容上的电压升高。

4

实际电路测试结果

4.1

交流输入电压和输入电流的波形

图7为不同输入电压条件下测得的输入电压U in

和对应的输入电流i in 波形,曲线1为输入电压,曲线2为输入电流。在不同输入电压时,输入电流都能和输入电压保持同相位,电流波形基本保持为正弦波。

4.2

启动特性测试

图8为不同输入电压在满载时启动波形,曲线1

为输入电压,曲线2为输入电流,曲线3为输出电压。测试结果和仿真结果一致,浪涌电流较大。在低压满载启动时,输入启动电流很大,芯片过流保护功能可以避免这种大电流引起的功率开关管的损坏。

4.3负载阶跃实验

为了了解样机的动态响应特性,在不同的交流电

压下测试了负载从空载到满载,以及从满载到空载的阶跃响应。图9为AC 115V 输入电压时阶跃响应测

试结果,曲线1为输入电压;曲线2为输入电流;曲线3为输出电压;曲线4为输出电压交流耦合波形。虽然在负载变化较大时,回路调整到稳定的时间比较长,这和APFC 电路本身的特性有关,但从测试结果发现,即使在不同输入电压,负载从空载变到满载或从满载变到空载时,电路最终都能把输出电压调整到额定值,说明整个电路收敛,在负载出现波动时,电路最终都能稳定工作。

4.4功率因数测试结果

在不同输入电压时,功率因数测试结果见表1,在输入电压为AC 115V 、满载输出时,功率因数为0.999,满足了大于0.99的设计要求。

4.5

THD 测试结果

当负载为满载300W 、开关频率100kHz 时,输入电压和总谐波畸变率(THD )的测试结果见表2,可以看出,在输入电压为AC 115V 、满载输出时,THD<4%,满足了小于5%的设计要求。

5结语

分析了单相单周期控制Boost 结构APFC 电路的基本工作原理,并对Boost 变换器构成的APFC 电路进行了稳定性分析,应用IR1150控制芯片,实现了单周期控制。此控制技术不需乘法器和检测输入电压电路,极大简化了APFC 控制电路。设计了300W 实际样机,给出电路参数选择方法,并对设计电路进行了仿真,对样机进行了测试。仿真和测试结果表明,基于单周期控制的APFC 电路功率因数达到0.99以上,谐波分量很低,且电路简单。该电路能够消除电网中的谐波污染,为实际产品设计提供了参考依据。参考文献:

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step -up converter for fuel cell high power applications [J ].Energy

图8不同输入电压满载时启动波形

Fig.8Startup waveforms with full load for

different input voltages

t :20ms /div

(c )输入AC 230V 、满载300W

u i n :200V /d i v ;i i n :5A /d i v u o :100V /d i v

31

2表1功率因数和输出功率的关系

Tab.1Relationship between power factor and output power

P o /W 功率因数

P o /W 功率因数

90V 115V 230V 90V 115V 230V 300.98500.98160.82841800.99820.99810.9786600.99400.99230.92372100.99810.99850.9831900.99610.99600.95292400.99810.99890.98641200.99660.99730.96802700.99810.99910.9891150

0.99810.99790.9737

300

0.99810.9990

0.9910

U in /V THD /%U in /V THD /%U in /V THD /%90 4.80150 3.6421010.32100 4.17160 4.8322011.84110 3.92170 5.7123013.58120 3.95180 6.1824015.27130 4.301907.8425016.28140

3.72

200

8.99

260

16.78

表2THD 与电网电压的关系

Tab.2Relationship between THD and grid voltage

图9输入电压AC 115V 的阶跃响应

Fig.9Dynamic responses to load change

when input AC voltage is 115V

t :1s /div (b )满载到空载

u i n :200V /d i v ;i i n :5A /d i v u o :100V /d i v ;u ′o :20V /d i v

1

2

3

4t :1s /div (a

)空载到满载

u i n :200V /d i v ;i i n :5A /d i v u o :100V /d i v ;u ′o :20V /d i v

1

2

3

4第31卷

电力自动化设备

Design of Boost active power factor correction circuit with one -cycle control

WANG Riwen 1,CAO Wensi 2,CHENG Lixue 3,SUN Ling 4

(1.Guodian Nanjing Automation Co.,Ltd.,Nanjing 210003,China ;2.North China Institute of Water Conservancy and Hydroelectric Power ,Zhengzhou 450011,China ;3.Faculty of Construction and Environment ,

The Hong Kong Polytechnic University ,Hong Kong ,China ;4.Nanjing Line Accessories Manufacturer ,Nanjing 210037,China )

Abstract :The principle of single -phase Boost APFC (Active Power Factor Correction )circuit is studied ,its stability is analyzed and its one -cycle control equation is deduced.A simple control circuit based on IC IR1150is adopted ,which has no multiplier and input voltage detection circuit.Its parameters are designed for a 300W prototype ,including high -frequency input capacitor ,Boost inductor ,Boost output capacitor ,output -voltage dividing resistors ,over -voltage protection dividing resistors ,IR1150working frequency ,detecting resistor ,etc.The designed circuit is simulated and the prototype tested.Simulative and testing results show that ,the Boost APFC circuit with one -cycle control is simple ,reaches higher power factor than 0.99and has low harmonic components.

Key words :electric power factor correction ;electric converters ;harmonic analysis ;one -cycle control ;design ;THD ;simulation

王日文,等:Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计

第12期

国电南京自动化股份有限公司承担的国家“863计划”项目

顺利通过科技部验收

近日,由国电南京自动化股份有限公司承担的国家“863计划”项目《基于IGCT 的高压大容量三电平变频调速系统》顺利通过了由科技部组织的项目验收。

该项目研究并解决了基于IGCT 的高电压三电平变频调速系统中安全封脉冲方法、适用于强电磁干扰环境下的高性能光纤CAN 通讯系统、应用于三电平变频调速系统起动过程中的直流预励磁方法、基于IGCT 的高压三电平机械结构及工艺设计等关键问题和难点,填补了我国在基于IGCT 的高压大容量三电平变频器产品生产上的空白,产品技术整体达到国际先进水平,部分关键技术达到国际领先水平,并形成相关企业标准。该项目的顺利实施,能有效地提高国内器件厂商的研发生产积极性,打破国外器件公司的技术垄断,推进IGCT 国产化事业,降低高压大容量变频调速产品的应用门槛。

该项目产品广泛应用于电力、市政、冶金、石化、煤炭等工业部门的风机、水泵、压缩机、搅拌机等高压电机的调速运行,节能效果显著,同时极大提高了系统的控制精度和智能化水平,取得了良好的社会效益和经济效益;项目产品已在多家电厂现场安全运行,平均节电率为30%左右。项目研究期间,共发表论文45篇,其中EI 源刊22篇,SCI 收录2篇;申请并获得受理发明专利13项(已授权9项),申请并获得授权实用新型专利4项;获得计算机软件著作权5项;荣获中国电力科学技术奖、中国华电集团公司科技进步奖、江苏省科技进步奖等多项荣誉。

该项目是国电南自倡导低碳经济理念、践行社会责任、落实节能减排措施取得的又一重大突破,加快推进了国电南自新能源及节能减排产业的升级,对于推动社会节能环保事业的发展具有重要的意义。

(国电南京自动化股份有限公司潘芬)

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版社,2004:3-84.

(编辑:李莉)

作者简介:

王日文(1956-),男,内蒙古凉城人,高级工程师,长期从事电力系统自动化领域的研究、实践与管理工作(E -mail :

riwen -wang@sac https://www.360docs.net/doc/ed7487434.html, );

曹文思(1978-),男,河南开封人,讲师,硕士,从事电力电子和信号处理方面的研究(E -mail :eegscaows@https://www.360docs.net/doc/ed7487434.html, )。

2 kW有源功率因数校正电路设计

2 kW 有源功率因数校正电路设计 概述:有源功率因数校正可减少用电设备对电网的谐波污染,提高电器 设备输入端的功率因数。详细分析有源功率因数校正APFC(active power factor corrector)原理,采用平均电流控制模式控制原理,设计一种2 kW 有源功率因数校正电路。实验结果表明:以TDA16888 为核心的有源功率因数校 正器能在90~270 V 的宽电压输入范围内得到稳定的380 V 直流电压输出,功率因数达O.99,系统性能优越。 1 引言 目前家用电器的功率前级多采用二极管全桥整流方式,这会造成电网谐波 污染,功率因数下降,无功分量主要为高次谐波,其中三次谐波幅度约为基 波幅度的95%,五次谐波幅度约为基波幅度的70%.七次谐波幅度约为基波幅度的45%。高次谐波会对电网造成危害,使用电设备的输入端功率因数 下降,而且产生很强的电磁干扰(EMI),对电网和其他用电设备的安全运行造 成潜在危害。 有源功率因数校正电路(Active Power Factor Corrector,APFC)可将电源的输入电流变换为与输入市电同相位的正弦波,从而提高电器设备的功率因数, 减少对电网的谐波污染。理论上,降压式(Buck)、升压式(Boost)、升/降压式(Boost-Buck)以及反激式(Flyback)等变换器拓扑都可作为APFC 的主电路。其中,Boost APFC 是简单电流型控制,功率因数值高,总谐波失真小,效率高,但输出电压高于输入电压,适用于75~2 000 W 功率电源,应用广泛。因为升压式APFC 的电感电流连续,储能电感可作为滤波器抑制射频干扰(RFI)和EMI 噪声,并防止电网对主电路的高频瞬态冲击.电路有升压斩波电路,输出电压大于输入电压峰值,电源允许的输入电压范围扩大,通常可达

功率因数校正之基本原理

功率因数校正之基本原理 何谓工率因数? 功率因数(power factor;pf)定义为实功(real power;P)对视在功率(apparent power;S)之比,或代表电压与电流波形所形成之相角之余弦,如图1。功率因数值可由0至1之间变化,可为电感性(延迟的、指标向上)或电容性(领先的、指标向下)。为了降低电感性之延迟,可增加电容,直到pf为1。当电压与电流波形为同相时,工率因数等于1(cos(0o)=1)。所有努力使工率因数等于1是为了使电路为纯电阻化(实功等于视在功率)。 ▲图1: 功率因数之三角关系。 实功(瓦特)可提供实际工作,此为能量转换元素(例如电能到马达转动rpm)。虚功(reactive power)乃为使实功完成实际工作所产生之磁场(损耗)。而视在功率可想成电力公司提供之总功率,如图1所示。此总功率经由电力线提供产生所需之实功。 当电压与电流皆为正弦波时,如前述定义之功率因数(简称为功因)为电压与电流波形之对应相角,但大部份之电源供应器之输入电流乃非正弦波。当电压为正弦波而电流为非正弦波时,则功因包括两个因素:1)相角位移因素,2)波形失真因素。等式1表示相角位移与波形失真因素之于功因的关系。 ----------------------------------------------------(1)

Irms(1)为电流之主成份,Irms电流之均方根值。因此功率因数校正线路是为了使电流失真最小,且使电流与电压同相。 当功因不等于1时,电流波形没有跟随电压波形,不但有功率损耗,且其产生之谐波透过电力线干扰到连接同一电力线之其它装置。功因越接近1,几乎所有功率皆包含于主频率,其谐波越接近零。 ■了解规范 EN61000-3-2对交流输入电流至第40次谐波规范。而其class D对适用设备之发射有严格之限制(图2)。其class A要求则较宽松(图3)。 ▲图2:电压与电流波形同相且PF=1(Class D)。

单相功率因数校正的仿真研究.

学号14051400645 毕业设计(论文) 题目:单相功率因数校正电路的仿真研究 作者王任届别2009届 系别机械与电气工程系专业自动化 指导教师荣军职称讲师 完成时间2009年5月21日

摘要 现代开关电源技术所面临的最重要课题之一就是功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)。在各种单相PFC电路拓扑结构中,Boost升压型功率因数校正电路由于具有主电路结构简单,变换效率高,控制策略易实现等优点而得到广泛应用。本文叙述了有源功率因数校正(APFC)的原理和方法,对硬开关和软开关主电路的主要元器件参数进行设计,并在软件环境下搭建了功率因数校正电路Boost变换器与Boost-ZVT变换器的仿真模型,分别对输入电压与输入电流、开关管驱动波形、输出电压与输出电流进行仿真,并对仿真结果进行分析和比较,指出了它们各自的优点与缺点。 关键词:开关电源;功率因数校正;OrCAD/PSpice仿真

ABSTRACT One of the most important issue in modern switching power technology is the Power Factor Correction(PFC). Among a variety of single-phase PFC circuit, Boost boost power factor correction has been widely used as a result of the simplicity of the main circuit structure, high conversion efficiency and easy control strategy achievement. This paper considers the principle and method of the Active Power Factor Correction(APFC) and designs the parameters of main circuit components of hard switching and soft switching. Meanwhile, it establishs the PFC Boost converter circuit and the Boost-ZVT converter simulation model by utilizing software. Moreover, it simulates the waveform of input voltage and current together with the drive waveform of the switch tube and the waveform of output voltage and output current respectively. At last, it analyzes the simulation results, then makes a comparison, pointing out their advantages and disadvantages respectively. Key words: Switching Power; PFC; OrCAD/PSpice simulation

有源功率因数校正原理要点

有源功率因数校正PFC 电路主要有升压型、降压型、升压--降压型和回扫型等 基本电路形式,其中升压型有源PFC 电路在一定输出功率下可减小输出电流,减小输 出滤波电容的容值和体积,故在电子镇流器中广泛应用。升压型有源PFC 电路在控制方法上,有电感电流断续传导模式和峰值电流控制模式。其电路原理图如图2所示。 电路工作原理如下:Q1导通时,D5截止,电容C1向负载放电;Q1截止,电感L1储能经D5对电容C1充电。由于Q1和D5交替导通,使整流器输出电流经电感L1连续。这样输入电流也连续。图中,R1取样输入电压,保证通过电感L1的电流跟随输入电压按正弦规律变化,通过L1的高频电流包络正比于输入电压,其平均电流呈正弦波形,使输入电流呈正弦波;R2取样输出电压,控制APFC 控制器的输出 占空比,稳定输出电压。 目前,APFC 专用芯片很多,在电子镇流器中应用广泛,具体电路不做详细介绍,可参阅参考文献。 4 利用自振荡半桥PWM 驱动器设计的APFC 电路 在某些自振荡半桥PWM 驱动器电路中,可以利用PWM 驱动器输出固定频率的 脉冲来作APFC 控制,这里介绍两种典型电路。 4.1利用自振荡输出波形控制的APFC 电路 电路原理图如图3所示。

升压电感L1、二极管D5、电容C2和开关管Q3等组成APFC 电路。由于PWM 驱动器U1输出脉冲的频率和占空比都是固定的,Q3导通时,D5截止,C2向负载放电;Q3截止时,电感L1产生的突变电势使D5正向偏置而导通,电感 L1通过D5向C2和负载释放储能,此时整流二极管电流经电感L1连续,使输入电流波形连续,呈正弦波形,可将线路功率因数提高到0.95以上,使输入电流总谐波失真度(THD )降低到10%以下。 4.2 利用自振荡PWM 驱动器的定时电路 图3利用自振荡PWM 驱动器输出波形控制的APFC 原理电路图图4利用自振荡PWM 驱动器的定时器设计的APFC 原理电路图和波形图设计的APFC 电路自振荡半桥PWM 驱动器的振荡器是一个类似555的定时振荡器,CT 端为锯齿波,可以用一电路产生同频、占空比可调的APFC 电路。其原理电路如图4所示。 自振荡PWM 驱动器的CT 端波形为锯齿波,送到比较器U2的正端;将直流输出 电压分压送到比较器U2的负端。当C 点的电压小于D 点时,E 点为高电平,Q4导通;当B 点为高电平时,F 点为高电平,Q3导通,电感L1储能,电容C2向后级供电。当C 点电压高于D 点时,E 点为低点平,不论F 点电平状态,Q4截止,Q3截止,电感L1经 D5向C2和后级释放储能。这样二极管电流经电感L1连续,各点相关波形如图4(B )所示。从波形上可以看出F 点波形脉冲宽度小于A 或B ,而且可调,但小于50%;通过 调整R1、R2的分压比,可调整输出电压和输出功率,构成可调输出电路,这在开关电源和电子镇流器中有较广泛的应用。 5 利用TOPSwitch 开关构成的APFC 电路

PFC开关电源功率因数校正原理

PFC开关电源功率因数校正原理 PFC开关电源功率因数校正原理 一、什么是功率因数补偿,什么是功率因数校正: 功率因数的定义为有功功率与视在功率的比值. 功率因素补偿:这项技术主要是针对因具有感性负载的交流用电器具的电压和电流不同相(图1)而引起的供电效率低下,提出的改进方法(由于感性负载的电流滞后所加电压,电压和电流的相位不同,使供电线路的负担加重,导致供电线路效率下降,这就要求在感性用电器具上并联一个性质相反的电抗元件.用以调整该用电器具的电压、电流相位特性.例如:当时要求所使用的40W日光灯必须并联一个4.75μF的电容器).用电容器并联在感性负载的两端,利用电容上电流超前电压的特性,用以补偿电感上电流滞后电压的特性,使总的特性接近于阻性,从而改善效率低下的方法叫做功率因数补偿(交流电的功率因数可以用电源电压与负载电流两者相位角的余弦函数值cosφ表示)。 图1 在具有感性负载中供电线路中电压和电流的波形

常规开关电源功率因数低是由于开关电源都是在整流后,用一个大容量的滤波电容使输出电压平滑,因此负载特性呈现容性.这就造成了交流220V在整流后,由于滤波电容的充、放电作用,在其两端的直流电压上出现略呈锯齿波的纹波.滤波电容上电压的最小值远非为零,与其最大值(纹波峰值)相差并不多. 图2 全波整流电压和AC输入电流波形 因为根据整流二极管的单向导电性,只有在AC线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时,整流二极管才会因正向偏置而导通,而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时,整流二极管因反向偏置而截止.也就是说,在AC线路电压的每个半周期内,只是在其峰值附近,二极管才会导通.虽然AC输入电压仍大体保持正弦波波形,但AC输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲,如图2所示.这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份,引起线路功率因数严重下降. 在正半个周期内(180o),整流二极管的导通角大大小于180o,甚至只有30o~70o.由于要保证负载功率的要求,在极窄的导通角期间,会产生极大的导通电流,使供电电路中的供电电流呈脉冲状态.它不仅降低了供电的效率,更为严重的是,它在供电线路容量不足或电路负载较大时,会产生严重的交流电压波形畸变(图3),并产生多次谐波,从而干扰了其它用电器具的正常工作(这就是电磁干扰-EMI和电磁兼容-EMC问题)。

无源功率因数校正电路的原理和应用

无源功率因数校正电路的原理和应用 摘要:本文介绍SIEMENS公司提出的开关电源集成控制器TDA16846无源功率因数校正(PFC)电路原理及其在电视机开关电源中的应用。功率因数的改善是基于一个特殊的由电感,电容及二极管组成的充电泵电路,该电路在功率管的高压端兼起吸收缓冲作用,因此它具有输入谐波电流分量小,PF值高以及EMI小、电路简单、成本低和可靠性高等优点。这为电视机厂家提供了一个高效价廉的解决电源谐波问题的新方案。 关键词:开关电源功率因数校正 一、引言 众所周知,目前电视机和大部分通用电器都广泛地从交流电网中提取电能经整流后变成直流电供全机使用,AC电源经桥式整流后常接一个滤波平整电容。由于该电容的存在,使整流臂的导通时间小于半个周期,因而做成输入电源电压是正弦形,而输入电流却是正负交替的脉冲形。后者导致大量电流谐波特别是三次谐波的产生,这既构成对电网效能的干扰和损害,又降低了本机功率因数,为此,我国跟欧美各国一样,已于去年12月1日起正式实施限制功耗大于75W的通用电器产品输入谐波电流的新规定。面对这种新情况,当前各电器厂家都必须考虑更新产品中的电源设备,尤其是对25英寸以上的彩色电视机,过去国内产品绝大部分都没有安装PFC电路,其PF值一般在0.55~0.65之间,输入电流谐波分量往往超出国家限定的标准,因此改进电源电路,增加PFC功能以便降低电视机的输入电流谐波分量是各厂家的当务之急。 本文介绍由SIEMENS公司推出的与开关电源集成控制器TDA16846配合使用的一个无源功率因数校正(PFC)电路,该电路能将电源PF值提高到0.9以上,与有源PFC电路相比,它明显地具有结构简单,成本低,可靠性高,和EMI小等优点,因此对电视机厂家来说,不失为一个有效的解决电源谐波问题的可行方案。 二、无源PFC电路工作原理介绍 图1示出一个不含PFC的标准型电源电路的输入电压Vm和输入电流Im波形,Im只在Vm为正最大和负最大的一小段时间内流通,在这些时间以外,Im为零。这是因为此时的正弦电压输入值小于泸波电容上的电压,导致整流二极管不导通的缘故。

有源功率因数校正

有源功率因数校正 编辑锁定 本词条由“科普中国”百科科学词条编写与应用工作项目审核。 有源功率因数校正是指通过有源电路(主动电路)让输入功率因数提高,控制开关器件让输入电流波形跟随输入电压波形,相对于无源功率因数校正电路(被动电路)通过加电感和电容要复杂一些,功率因数的改善要好些,但成本要高一些,可靠性也会降低。 中文名 有源功率因数校正 性质 技术 优点 功率因数的改善要好些 缺点 成本要高一些,可靠性也会降低 目录 1. 1校正电路分类 2. 2工作原理 有源功率因数校正校正电路分类 编辑 常用有源功率因数校正电路分为连续电流模式控制型与非连续电流模式控制型两类。其中,连续电流模式控制型主要有升压型(Boost)、降压型(Buck)、升降压型(Buck-Boost)之分;非连续电流模式控制型有正激型(Forward)、反激型(Fly back)之分。[1] 有源功率因数校正工作原理 编辑 升压型PFC电路 升压型PFC主电路如图所示,其工作过程如下:当开关管Q导通时,电流IL流过电感线圈L,在电感线圈未饱和前,电流线性增加,电能以磁能的形式储存在电感线圈中,此时,电容C放电为负载提供能量;当Q截止时,L两端产生自感电动势VL,以保持电流方向不变。这样,VL与电源VIN串联向电容和负载供电。

升压型PFC主电路 这种电路的优点是:(1)输入电流完全连续,并且在整个输人电压的正弦周期内都可以调制,因此可获得很高的功率因数;(2)电感电流即为输入电流,容易调节;(3)开关管栅极驱动信号地与输出共地,驱动简单;(4)输入电流连续,开关管的电流峰值较小,对输入电压变化适应性强,适用于电网电压变化特别大的场合。主要缺点是输出电压比较高,且不能利用开关管实现输出短路保护。 降压型PFC电路 降压型PFC电路如图所示,其工作过程如下:当开关管Q导通时,电流IL流过电感线圈,在电感线圈未饱和前,电流IL线性增加;当开关管Q关断时,L两端产生自感电动势,向电容和负载供电。由于变换器输出电压小于电源电压,故称为降压变换器。 降压型PFC主电路 (1)这种电路的主要优点是:开关管所受的最大电压为输人电压的最大值,因此开关管的电压应力较小;当后级短路时,可以利用开关管实现输出短路保护。 (2)该电路的主要缺点是:由于只有在输人电压高于输出电压时,该电路才能工作,所以在每个正弦周期中,该电路有一段因输人电压低而不能正常工作,输出电压较低,在相同功率等级时,后级DC/DC变换器电流应力较大;开关管门极驱动信号地与输出地不同,驱动较复杂,加之输人电流断续,功率因数不可能提高很多,因此很少被采用。 升降压型PFC电路 升降压型PFC电路如图所示,其工作过程如下:当开关管Q导通时,电流IIN流过电感线圈,L储能,此时电容C放电为负载提供能量;当Q断开时,IL有减小趋势,L中产生的自感电动势使二极管D正偏导通,L释放其储存的能量,向电容C和负载供电。 图3升压型PFC主电路 (1)该电路的优点是既可对输人电压升压又可以降压,因此在整个输入正弦周期都可以连续工作;该电路输出电压选择范围较大,可根据一级的不同要求设计;利用开关管可实现输出短路保护。

功率因数校正(PFC)的几个小知识

1、什么是功率因数校正(PFC)? 功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系,也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。基本上功率因数可以衡量电力被有效利用的程度,当功率因数值越大,代表其电力利用率越高。开关电源供应器上的功率因数校正器的运作原理是去控制调整交流电电流输入的时间与波型,使其与直流电电压波型尽可能一致,让功率因数趋近于。这对于电力需求量大到某一个水准的电子设备而言是很重要的, 否则电力设备系统消耗的电力可能超出其规格,极可能干扰铜系统的其它电子设备。一般状况下, 电子设备没有功率因数校正(Power Factor Correction, PFC)时其PF值约只有0.5。 PFC的英文全称为“Power Factor Correction”,意思是“功率因数校正”,功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系,也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度,当功率因素值越大,代表其电力利用率越高。计算机开关电源是一种电容输入型电路,其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失,此时便需要PFC电路提高功率因数。目前的PFC有两种,一种为被动式PFC(也称无源PFC)和主动式PFC(也称有源式PFC)。 PFC打个形象的比方:一个啤酒杯的容积是一定的,就好比是视在功率,可是你倒啤酒的时候很猛,就多了不少的泡沫,这就是无功功率,杯底的啤酒其实很少,这些就是有功功率。这时候酒杯的利用率就很低,相当于电源的功率因数就很小。PFC的加入就是要减少输入侧的无功功率,提高电网的利用率,对于普通的工业用电来讲是把电流的相位与电压的相位调整到一块了,对于开关电源来讲是把严重畸变了的交流侧输入电流变成正弦,另外还有降低低次谐波的功能,因为输入的电流是正弦了。 2、为什么我们需要PFC? 功率因素校正的好处包含: 1. 节省电费 2. 增加电力系统容量 3. 稳定电流 低功率因数即代表低的电力效能,越低的功率因数值代表越高比例的电力在配送网络中耗损,若较低的功率因数没有被校正提升,电力公司除了有效功率外,还要提供与工作非相关的虚功,这导致需要更大的发电机、转换机、输送工具、缆线及额外的配送系统等事实上可被省略的设施,以弥补损耗的不足。有PFC 功能的电子设备配可以帮助改善自身能源使用率,减少电费,PFC也是一种环保科技,可以有效减低造成电力污染之谐波,是对社会全体有益的功能。 PFC电源供应器是如何帮助节省能源? 藉由降低您的电力设备必须传输的电压-电流,以提供一台电源供应器至少所需的供电量。因为产生较少无用的谐波(只会替交流电运输系统增加不必要的负担),让电力的消耗减少。 什么是谐波? 谐波是一种噪音形式,基本上是由复合的60个循环正弦波组合而成的频率所造成。他们通常发生在电源供应器及其它包括计算机在内等多种频率相关机器。谐波会扭曲基本的正弦波波型, 也会在同一系统的水线及接地线造成偏高的电流。[注: 美国的电源线,有3个pins,就是(Live,火线)-(Neutral,水线)-(Ground,地线)] 有哪些国家规定PFC为电子设备的标准配备? 2001年一月,欧盟正式对电子设备谐波有详细规范,规定凡输出在75W~600W范围间之电子设备产品,都必须通过谐波测试[Harmonics test(EN 61000-3-2)],测量待测物对电力系统所产生的谐波干扰;中国大陆自2002年5月起,规范凡政府机关采购之电子设备,皆将功率因数校正(PFC)视为电子设备的标准配备功能;日本已着手研拟关于节约电力的各项方案,这是一种未来的趋势,相信在不久的将来,其它国家将陆续跟进。 什么是主动式/被动式功率因数校正(Active/Passive PFC)? 被动式PFC,使用由电感、电容等组合而成的电路来降低谐波电流,其输入电流为低频的50Hz到60Hz,因

功率因数校正电路(pfc)电路工作原理及应用

功率因数校正(英文缩写是PFC)是 目前比较流行的一个专业术语。PFC 是在20世纪80年代发展起来的一项新技术,其背景源于离线开关电源的迅速发展和荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC 电路的作用不仅仅是提高线路或系统的功率因数,更重要的是可以解决电磁干扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题。 线路功率因数降低的原因及危害 导致功率因数降低的原因有两个,一个是线路电压与电流之间的相位角中,另一个是电流或电压的波形失真。前一个原因人们是比较熟悉的。而后者在电工学等书籍中却从未涉及。 功率因数(PF)定义为有功功率(P)与视在功率(S)之比值,即PF=P/S 。对于线路电压和电流均为正弦波波形并且二者相位角Φ时,功率因数PF 即为COS Φ。由于很多家用电器(如排风扇、抽油烟机等)和电气设备是既有电阻又有电抗的阻抗负载,所以才会存在着电压与电流之间的相位角Φ。这类电感性负载的功率因数都较低(一般为0.5-0.6),说明交流(AC)电源设备的额定容量不能充分利用,输出大量的无功功率,致使输电效率降低。为提高负载功率因数,往往采取补偿措施。最简单的方法是在电感性负载两端并联电容器,这种方法称为并联补偿。 PFC 方案完全不同于传统的“功率因数补偿”,它是针对非正弦电流波形而采取的提高线路功率因数、迫使AC 线路电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹,并使电流与电压保持同相位,使系统呈纯电阻性的技术措施。 长期以来,像开关型电源和电子镇流器等产品,都是采用桥式整流和大容量电容滤波电路来实现AC-DC 转换的。由于滤波电容的充、放电作用,在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤波电容上电压的最小值远非为零,与其最大值(纹波峰值)相差并不多。根据桥式整流二极管的单向导电性,只有在AC 线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时,整流二极管才会因正向偏置而导通,而当AC 输入电压瞬时值低于滤波电容上 的电压时,整流二极管因反向偏置而截止。也就是说,在AC 线路电压的每个半周期内,只是在其峰值附近,二极管才会导通(导通角约为70°)。虽然AC 输入电压仍大体保持正弦波波形,但AC 输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲,如图l 所示。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份,引起线路功率因数严重下降。若AC 输入电流基波与输入电压之间的位移角是Φ1,根据傅里叶分析,功率因数PF 与电流总谐波失真(度)THD 之间存在下面关系: 而是由二极管、电阻、电容和电感等无源元件组成。无源PFC 电路有很多类型,其中比较简单的无源PFC 电路由三只二极管和两只电容组成,如图2所示。这种无源PFC 电路的工作原理是:当50Hz 的AC 线路电压按正弦规律由0向峰值V m 变化的1/4周期内(即在0

有源功率因数校正技术及控制方式分析_张浩

第25卷第3期上海电力学院学报V o l .25,N o .3 2009年6月 J o u r n a l o f S h a n g h a i U n i v e r s i t y o f E l e c t r i c P o w e r J u n e 2009 文章编号:1006-4729(2009)03-0201-07 有源功率因数校正技术及控制方式分析 收稿日期:2009-03-30 作者简介:张浩(1962-),男,博士,教授,博士生导师,江苏无锡人.主要研究方向为电力系统自动化,工业以太网, 现场总线,电力监测与管理,电力企业信息化等.E -m a i l :h z h a n g k @y a h o o .c o m .c n . 张 浩,许龙虎 (上海电力学院电力与自动化工程学院,上海 200090) 摘 要:电力电子设备谐波污染问题越来越严重,功率因数校正技术是解决该问题的最有效方法,而有源功率因数校正(A P F C )技术因其独特的优势成了该领域的研究重点.介绍了功率因数的定义和校正原理,并根据有源功率因数校正电路说明了A P F C 的工作原理,重点阐述了A P F C 技术的各种控制方法及其未来的发展趋势. 关键词:有源功率因数;校正技术;控制方式中图分类号:T P 217+.3 文献标识码:A A c t i v e P o w e r F a c t o r C o r r e c t i o n T e c h n o l o g y a n dC o n t r o l Me t h o d s A n a l y s i s Z H A N GH a o ,X UL o n g -h u (C o l l e g e o f E l e c t r i c P o w e r a n dA u t o m a t i o nE n g i n e e r i n g ,S h a n g h a i U n i v e r s i t y o f E l e c t r i c P o w e r ,S h a n g h a i 200090,C h i n a ) A b s t r a c t : T h eh a r m o n i c p o l l u t i o np r o b l e m o f p o w e r e l e c t r o n i cd e v i c e s b e c o m e s m o r ea n dm o r e s e r i o u s ,a n d p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n t e c h n o l o g y i s t h e m o s t e f f e c t i v e m e t h o d t o s o l v e t h i s p r o b l e ma n d t h e a c t i v e p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n(A P F C )t e c h n o l o g y h a s b e c o m e t h e r e s e a r c hf o c u s o w i n gt oi t s u n i q u e a d v a n t a g e s .T h ed e f i n i t i o na n dp r i n c i p l e s o f p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o na r ei n t r o d u c e d ,t h e w o r k i n g p r i n c i p l e o f A P F Ct e c h n o l o g y i s s h o w e d a c c o r d i n g t o t h e A P F Cc i r c u i t .T h e d e v e l o p m e n t t r e n d a n d v a r i o u s c o n t r o l m e t h o d s o f A P F Ct e c h n o l o g y a r e m a i n l y a n a l y z e d .K e y w o r d s : a c t i v e p o w e r f a c t o r ;c o r r e c t i o n t e c h n o l o g y ;c o n t r o l m e t h o d s 随着我国经济的发展,各种换流设备的使用越来越多、容量越来越大,加上一些非线性用电设备接入电网,将其产生的谐波电流注入电网,使公用电网的电压波形发生畸变,造成电能质量下降,威胁电网和包括电容器在内的各种电气设备的安全经济运行.为了提高电网的供电质量,限制高次谐波污染,国内外电气组织先后制定了相关标准,我国国家技术监督局1993年颁布了G B /T 14549 -93电能质量公用电网谐波,国际电工委员会(I E C )1998年制定了I E C 61000-3-2标准 [1] .解 决电力电子设备谐波污染问题的方法有两种:一是对电网采用滤波补偿;二是对电力电子设备本 身进行改进,即进行功率因数校正.相对来说,功率因数校正能够更有效地消除整流装置的谐波,具有更广泛的前景,已经成为电力电子技术的一 个重要研究方向[2] .

有源功率因数校正 总结

有源功率因数校正 一、功率因数的定义 功率因数PF 定义为:功率因数(PF )是指交流输入有功功率(P )与输入视在功率(S )的比值。 PF =S P =R L L I U I U φcos 1=R I I 1cos φ= γcos φ (1) 式中: γ:基波因数,即基波电流有效值I 1与电网电流有效值I R 之比。 I R :电网电流有效值 I 1:基波电流有效值 U L :电网电压有效值 cos Φ:基波电流与基波电压的位移因数 在线性电路中,无谐波电流,电网电流有效值I R 与基波电流有效值I 1相等, 基波因数γ=1,所以PF =γ·cos Φ=1·cos Φ=cos Φ。当线性电路且为纯电阻性负载时,PF =γ·cos Φ=1·1=1。 二、有源功率因数校正技术 1.有源功率因数校正分类 (1)按电路结构分为:降压式、升/降压式、反激式、升压式(boost )。 其中升压式为简单电流型控制,PF 值高,总谐波失真(THD :Total Harmonic Distortion )小,效率高,适用于75W~2000W 功率范围的应用场合,应用最为广泛。它具有以下优点: ● 电路中的电感L 适用于电流型控制 ● 由于升压型APFC 的预调整作用在输出电容器C 上保持高电压,所以电容器C 体积小、储能大 ● 在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数 ● 输入电流连续,并且在APFC 开关瞬间输入电流小,易于EMI 滤波 ● 升压电感L 能阻止快速的电压、电流瞬变,提高了电路工作可靠性 (2)按输入电流的控制原理分为:平均电流型(工作频率固定,输入电流

连续)、滞后电流型、峰值电流型、电压控制型。 图1 输入电流波形图 其中平均电流型的主要有点如下: ●恒频控制 ●工作在电感电流连续状态,开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小。 ●能抑制开关噪声 ●输入电流波形失真小 主要缺点是: ●控制电路复杂 ●需用乘法器和除法器 ●需检测电感电流 ●需电流控制环路

单级功率因数校正(PFC)变压器的设计

单级功率因数校正(PFC)变压器的设计 1引言 为了减少对交流电网的谐波污染,国际上推出了一些限制电流谐波的标准,如IEC 1000- 3-2,它要求开关电源电源必须采取措施降低电流谐波含量。 为了使输入电流谐波满足要求,必须加入功率因数校正(PFCPFC)。目前应用得最广泛的是PFC级+DC/DC级的两级方案,它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能,但它的缺点是电路复杂,成本高。 在单级单级功率因数校正变换器[1]中,PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路,在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低的优点,适用于小功率场合。本文介绍了一种单级PFC变换器的基本原理及其设计设计过程。 2单级PFC变换器 单级PFC变换器的原理图,是一种基于脉宽调制(PWM)的变换器。变换器的PFC级采用Boost 电感电路,而DC/DC级采用双管单端正激电路结构。 PWM集成芯片采用了UC3842,是一种电流型控制的专用芯片,具有电压调整率高、外围元器件少、工作频率高、启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容,连接在驱动变压器变压器原边。驱动变压器采用副边双绕组结构,得到两路同相隔离的驱动信号,从而实现了DC/DC级的双管驱动。 变换器的过流保护由电阻R9检测到开关管的过流信号,封锁UC3842的输出信号,实现过流保护。电压负反馈控制由电阻R12和R13获得输出电压信号。 变换器的工作原理简述如下:当变换器接通电源时,输入交流电压整流后的直流电压经电阻R17降压后,给UC3842提供启动电压。进入正常工作后,二次绕组N3提供UC3842的工作电压(12 V);绕组N2的高频电压经整流滤波,由TL431获得偏差信号,经光耦隔离后反馈到UC3842,去控制开关管的导通与截止,实现稳压的目的。在一个开关周期Ts内,控制Boost 电感工作在不连续导电模式(DCM)下,使得输入电流波形自然跟随输入电压波形,从而实现了功率因数校正。 3变换器的设计 3.1 EMI滤波器的设计 EMI滤波器能有效地抑制电网噪声,提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性[2]。单级PFC变换器的PFC级工作在不连续导电模式下,其输入电流波形为脉动三角波,因此其前端需添加EMI滤波器以滤除高频纹波。 EMI滤波器电路,包括共模扼流圈(亦称共模电感)和滤波电容。共模电感主要用来滤除共模干扰,其电感量与EMI滤波器的额定电流有关。本文中的单级PFC变换器的额定电流为1 A,取共模电感值为15 mH。滤波电容C11和C13主要滤除串模干扰,容量大致为0.01μ F~0.47 μ F。C14和C15跨接在输入端,并将电容器的中点接地,能有效抑制共模干扰,容量范围是2200 pF~0.1 μ F。 3.2功率器件的选取 变换器的开关器件一般均选用功率场效应管(MOSFET),依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级,并预留有1.5~2倍的电压和2~3倍的电流裕量。在单管变换器中,开关器件的电压UCEO通常可按经验公式选取

功率因数校正控制方案

功率因数校正方案 方案一:采用数字控制 方案:采用MCU (微控制单元)或DSP(数字信号处理)通过编程控制完成系统的功率因数校正。,MCU 时刻检测输入电压、输入电流以及输出电压的值,在程序中经过一定的算法后输出PWM 控制信号,经过隔离和驱动控制开关管,从而提高输入端的功率因数。采用数字控制的优点是通过软件调整控制参数,使系统调试方便,减少了元器件的数量。缺点是软件编程困难,采样算法复杂,计算量大,难以达到很高的采样频率,此外还要注意控制器和主电路的隔离和驱动。 方案二:采用模拟控制 方案:采用专用PFC(功率因数校正)控制芯片来完成系统功率因数的校正。整流后的线电压与误差放大器处理的输出电压相乘,建立电流的参考信号,该参考信号就具有输入电压的波形,同时也具有输出电压的平均幅值。因此在电流反馈信号的作用下,误差放大器控制的PWM 信号基本变化规律是成正弦规律变化的,于是得到一个正弦变化的平均电流,其相位与输入电压相同,达到功率因数校正的目的。该方案的优点是,使用专用IC 芯片,简单直接,无需软件编程。缺点是电路调试麻烦,易受噪声干扰。模拟PFC 控制是当前的工业选择,且技术成熟,成本低,使用方便。通过比较,系统选用方案二,采用TI 公司专用PFC 控制芯片UCC28019 来完成功率因数的校正。 方案一:LC校正电路根据电感电流不能突变的原理,整流后采用LCC滤波电路,可在一定程度上提高功率因素PF,一般可达0.8~0.9。优点是电路简单、可靠性高、成本低、EMI(电磁干扰)小;缺点是体积大、重量重,电感损耗较大,PF很难接近1。 方案二:填谷式PF校正电路使用电容C1~C2及二极管D5~D7构成填谷式滤波电路,扩展了整流二极管电流波形导通角θ,二极管D6后可串联浪涌电流限制电阻R,可将PF提高到0.8~0.9之间。该电路优点:体积略小于LC校正电路,可靠性高,EMI小,PF也容易达到0.85以上;缺点是输出功率小,只能用在输出功率小于25W的AC-DC变换器中,损耗相对较大,输入电压允许变化范围小,一般不超过15%。电路原理图如图2.1所示。 2.1 填谷式电路 方案三:有源功率因素校正(APFC)电路在整流器与负载之间插入具有特定功能的DC-DC变换器,使输入电流波形尽可能接近正弦波,构成有源功率因素校正电路(APFC)。该技术优点是:电路体积小,校正后的PF接近1;输入电压变化范围大,目前支持全电压范围(90V~265V)的APFC电路技术非常成熟、应用也很普及,因此在输出功率为20W~300W的AC-DC 变换器中使用APFC电路来改善电流波形THD(总谐波失真)参数较为合适。缺点是:该电

单相有源功率校正电路

实验五:单相有源功率校正电路 (一)实验目的 1.掌握单相有源功率校正电路的工作原理,要求输出电压达到给定值,且网侧电流正弦化,功率因数为1; 2.掌握电压外环和电流内环的设计方法。 (二)实验原理 有源功率因数校正(Active Power Factor Correction APFC)电路,是指在传统的不控整流中融入有源器件,使得交流侧电流在一定程度上正弦化,从而减小装置的非线性、改善功率因数的一种高频整流电路。 基本的单相APFC电路在单相桥式不可控整流器和负载电阻之间增加一个DC-DC功率变换电路,通常采用Boost电路。通过适当的控制Boost电路中开关管的通断,将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波,消除谐波和无功电流,将电网功率因数提高到近似为1。其电路原理图如图1所示。 假定开关频率足够高,保证电感L的电流连续;输出电容C足够大,输出电压u o可认为是恒定直流电压。电网电压u i为理想正弦,即u i=U m sinωt,则不可控整流桥的输出电压u d为正弦半波,u d=u i=U m sinωt。 图1.APFC电路原理图 当开关管Q导通时,u d对电感充电,电感电流i L增加,电容C向负载放电;当Q关断、二极管D导通时,电感两端电压u L反向,u d和u L对电容充电,电感电

流i L减小。电感电流满足下式。 通过控制Q的通断,即调节占空比D,可以控制电感电流i L。若能控制i L近似为正弦半波电流,且与u d同相位,则整流桥交流侧电流i i也近似为正弦电流,且与电网电压u i同相位,即可达到功率因数校正的目的。为此需要引入闭环控制。 控制器必须实现以下两个要求:一是实现输出直流电压u o的调节,使其达到给定值;二是保证网侧电流正弦化,且功率因数为1。即在稳定输出电压u o的情况下,使电感电流i L与u d波形相同。采用电压外环、电流内环的单相APFC双闭环控制原理如图2所示。 电压外环的任务是得到可以实现控制目标的电感电流指令值i L?。给定输出电压u o?减去测量到的实际输出电压u o的差值,经PI调节器后输出电感电流的幅值指令I L?测量到的整流桥出口电压u d除以其幅值U m后,可以得到表示u d波形的量u d′,u d′为幅值为1的正弦半波,相位与u d相同。I L?与u d′相乘,便可以得到电感电流的指令值i L?。i L?为与u d′同相位的正弦半波电流,其幅值可控制直流电压u o的大小。 图2.APFC控制框图 电流内环的任务是通过控制开关管Q的通断,使实际的电感电流气跟踪其

UC3854的单级式功率因数校正

文档来源为:从网络收集整理.word版本可编辑.欢迎下载支持. 基于UC3854的单级式功率因数校正的研究 *引言 近年来,随着电子技术的发展,各种办公自动化设备,家用电器,计算机被大量使用,然而,在这些设备的内部都离不开一个共同的“心脏”——开关电源,即将市电转化为直流电源,以供给系统的需求。在这个转换过程中,由于一些非线性元件的存在,导致输入的交流电压虽然是正弦的,但输入的交流电流却严重畸变,功率因数PF=0.67。如图1所示。 图1.输入电压电流波形 脉冲状的输入电流,含有大量的谐波,而谐波的存在,不但对公共电力系统产生污染,易造成电路故障,而且严重降低了系统的功率因数。本课题基于此问题进行有源功率因数校正技术的模拟控制策略研究,设计了基于UC3854为核心的功率因数校正系统,实现了电源装置网侧电流正弦化,功率因数接近1,极大地减少了电流谐波,消除了对公共电力系统的污染。 1.主电路拓扑结构 主电路采用单级功率因数校正器,主要是将PFC级和DC/DC变换级集成在一起,两级共用一只功率器件,它与传统的两级电路相比省掉了一只功率器件,增加了一个二极管。系统拓扑如图2所示。另外,其控制采用常规的PWM方式,相对简单。 iac AC PFC DC/DC 图2.单级有源功率因数校正

文档来源为:从网络收集整理.word 版本可编辑.欢迎下载支持. 2.有源功率因数校正电路原理 有源功率因数校正电路原理 整流器输出电压u d 、升压变换器输出电容电压u C 与给定电压U *c 的差值都同时作为乘法器的输入,构成电压外环, 而乘法器的输出就是电流环的给定电流I *s 。 升压变换器输出电容电压u C 与给定电压U *c 作比较的目的是判断输 EMI 滤波器 u i i i +- u d C 1 P WM 形成电路L 1 V 乘法器 i F * s I u d VD C 采样滤波 U o u C - +△ ∞* c U

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