光伏逆变器几种常用SPWM波形生成算法与数字调制方式

前言：光伏逆变器与普通逆变器的最大区别，直流源的不同。直流源由原来的蓄电池，或其它直流源换成了PV组

件（太阳能电池）。因PV组件特殊性，与普通逆变器不同的是，光伏逆变器多了一级MPPT（最大功率控制），其它基本相同。

光伏逆变器也可以叫太阳能逆变器，主要种类有，离网的光伏逆变器、并网的光伏逆变器、离并网的光伏逆变器

并机的光伏逆变器等等，注意并网与并机逆变器是在控制上是有很大区别的。

当然无论是那一种光伏逆变器。它的核心技术就是普通逆变器的技术。

整个逆变器控制技术它主要包含了电力电子技术、自动化控制原理、数字控制技术等等，这里数字控制技术是重点。而SPWM波形生成算法和数字调制方式又是逆变器数字控制的核心点。

不同波形生成算法与调制算法决定了不同的电路和不同的THD（总谐波失真）

比如说，单极性调制算法，肯定是用于全桥电路，不能用于半桥。双极性的调制算法的谐波失真肯定是要高于单极性等等。

本文主要阐述了SPWM的几种常用的波形生产算法与数字调制方式

●SPWM的几种常用的波形生产算法

SPWM(正弦波脉宽调制)波的产生的常用算法有对称规则算法、不对称规则算法、等面积算法、SVPWM算法。

这四种算法分别有着自己不同的特点。

实验表明采用对称规则采样法产生的SPWM 波形，具有速度快、变频方便等优点。

不对称规则采样法是对称规则的优化版，相对对称规则采样法，采样误差减小，精度有所提高。

等面积法产生的SPWM 波形相对于前两种具有精度更高、输出波形谐波小，对称性好等优点。

SVPWM（电压空间矢量算法），具有直流电压利用率高的优点，在大功率三相逆变器应用较多。由于本人对此算法还没有深入理解本文暂时省略。（同时也请教论坛中的师傅们讲一下此算法的原理）

▲对称规则采样法如图1所示。它固定在三角波每一周期的负峰值时找到正弦波上的对应点E ，并用此电压值对三角波进行采样，确定SPWM波形中脉冲的生成时刻。如图2所示可求得SPWM脉冲宽度t2 和间隙时间t1和t3 。

规则采样法所生成的SPWM波形的每一个脉冲都与三角波的中心线对称，且每个周期的采样时刻都是确定的，它所产生的SPWM脉冲宽度和位置都可预先计算出来，便于实时控制。

但是它的采样点和与实际相交点有偏差，当采样时刻位于正弦波幅值处时，采样电压水平线于三角载波的交点都将处于正弦调制波的同一侧，从而带来很大误差。

脉宽计算公式 t2=tC*（1+M*sin（K*PI/N））/2

这里TC是载波周期， M是调制比，N是载波比即三角波频率fC与正弦波频率f比值。比如载频是20KHZ，那么20KHZ/50HZ=400。K是采样点（k=0，1，2….N-1）。

间歇时间：t1=t3=(tc-—t2)/2

▲不对称规则采样法如图2。在每个三角载波周期内，求取2个过零点的正弦调制波上的对应电压值

并用此值对三角载波进行采样，来确定SPWM脉冲的宽度和间歇时间。因在每个周期，2个采样点的时刻也是确定的，故具有了规则采样法的脉冲宽度可预先计算的优点；另因三角载波的变化频率高，故在及EB的小区间，正弦波是单调增加或减少的函数，这样2个采样时刻的正弦波值比规则采样法更接近于自然采样法的交点，从而采样误差将小于规则采样法。

脉宽计算公式

ton=(tc/4)(1+m*singpi*k/N) 式中（K=0、2、4….2N-2）;

ton1=(tc/4)(1+m*singpi*k/N) 式中（K=1、3、5….2N-1）;

tpu=ton+ton1;

▲等效面积法如图3 在采样控制理论有中一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。正弦脉宽调制的基本原理就是按面积相等的原则构成与正弦等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形。等效面积法就是根据已知数据和正弦数值依次算出每个脉冲的宽度，通过查表的方式实时控制。

脉宽计算公式

a=cos pi*(k-1)/n

b= cos pi*k/n

tpu=M/W(a-b)

式中：n 为半个周期内波形等分

数，为第几个等分（k=0，1，2，…

n-1）.

●SPWM 数字调制方式

如果说SPWM波形采样算法来决定SWPM正弦表的数据，那么SPWM数字调制方式就是决定了电路的控制方式。这两个是相互相存的。什么样波形采样方式需要配合什么样数字调制方式。千万不能乱套。否则会出现奇怪的波形了。

SPWM 数字调制方式主要有双极性调制方式、单极性调制方式、单极性倍频调制方式等。

图2.1为单相全桥逆变电路.

▲双极性调制方式单相桥式SPWM逆变电源采用双极性调制方式输出的SPWM波形如图2.2 所示

输出的SPWM 波形只有±E两种电平。图2.2中Ug为调制参考波, uc为载波,在调制波ug与载波uc的交点时刻控制各功率管Q1～Q4 的通断。它的特点是Q1～q4 都工作在较高频率(载波频率) ,能得到正弦输出电压波形,但其代价是产生了较大的开关损耗.

根据Ug和UC的交点，可得到两列相位互补的脉冲CH1和CH1N如图2．2所示.

CH1和CH1N的脉宽是随时间按正弦规律变化的。

将CH1和CH1N作为全桥电路（Q1，Q3）和（Q2，Q4）的时序控制，则逆变桥中Ql～Q4将以载波频率轮换导通.

双极性SPWM输出电压U可表示为:

U=+E,(Q1，Q3导通)

U=-E,(Q2,Q4导通)

▲单极性调制方式单极性SPWM调制的原理图如图2．3所示，调制信号为正弦信号Ug，载波信号为uc,幅值为Ugm Ql和Q2组成的臂称为高频臂，亦称斩波臂，其控制信号由调制信号Ug和载波信号Uc比较得到.

两个管子工作频率是载波的频率.

Q3和Q4是低频臂,也叫方向臂,开关频率为电源的输出频率这里为50HZ.

工作过程:当调制信号Ug>0时: Ug3= Ugm Ug4= 0 ;

Ug<0时: Ug3=0 Ug4= Ugm ;

单极性SPWM逆变全桥的输出电压为:

U=+E,(Q1，Q3导通)

U=0,(Q1和Q4导通)或(Q2和Q3导通)

U=-E,(Q2,Q4导通)

有图2.3可知无论频率比K取值如何，单极性SPWM输出电压的波形U均具有奇函数和半波对称特性，因此只含奇次谐波。在单极性SPWM调制中，逆变桥输出电压u中不包含偶次谐波，且不包含频率比K次谐波。与双极性PWM调制比较，若载波频率相同，特别当K为偶数时，单极性PWM调制时的谐波含量少，且谐波阶次更高，滤波更容易。

▲单极性倍频调制原理

图2.4给出了单极性倍频的SPWM调制时序控制图,调制信号为两个反相的正弦信号Ug+和Ug-，幅值为Ugm

载波信号为UC。

控制原理:Ug+和UC交点控制Q1和Q2, Ug-和UC交点控制Q3和Q4。

单极性倍频SPWM输出电压为:

U=+E,(Q1，Q3导通)

U=0,(Q1和Q4导通)或(Q2和Q3导通)

U=-E,(Q2,Q4导通)

有图2.4可知，单极性倍频SPWM逆变桥输出电压u的波形均具有奇函数特性,与双极性SPWM相同，当调制比M<=1时，单极性倍频SPWM逆变桥输出电压基波分量幅值随线性增加。另外，单极性倍频SPWM每个调制周期中，逆变桥输出电压u,有两次脉动，但对功率开关器件而言，却只开关一次。故其输出电压的载波频率为开关频率f的两倍。

若取频率比K为奇数，则逆变桥输出电压波形会呈半波对称，因而其频谱会只包含奇次谐波。

由于单极性倍频SPWM逆变电路的四个开关管均工作在高频状态，其开关频率为载波频率，但其输出电压的载波频率为开关频率的两倍，因而对滤波电路参数要求较低。可以减小滤波电感与电容的体积,同时降低了产品成本.单极性倍频还解决了单极性调制方式中过零点的问题.它的缺点是不能应用于半桥电路中.

参考文献

1 卢秀和，王辉，等一种不对称规则SPWM采样法长春工业大学

2 熊军华1，王亭岭等三种SPWM 波形生成算法的分析与实现郑州航空工业管理学院

3 邢娅浪赵锦成等基于STC系列单片机的SPWM波形实现军械工程学院电气工程

4 张峻，王远波基于LPC2378的三相SPWM 的实现西南交通大学

5 王莹莹基于DSP数控逆变器调制技术的研究浙江大学硕士论文

6 朱朝霞, 徐德鸿基于DSP 单相SPWM逆变电源调制方式研究及实现浙江理工大学学报