《电力电子系统设计与实验》总结报告要点

《电力电子系统设计与实验》实践报告

专业：电力电子与电力传动

学号：S10080804029

报告人：龚钢

小组成员：龚钢杨夏祎

日期：2011年7月12日

1、产品设计目标： (1)

1.1 产品性能指标汇总 (1)

1.2 产品设计依据 (1)

2、产品主电路工作原理概述 (2)

2.1 开关电源主电路 (2)

2.2 前级PFC工作原理 (2)

2.3 PFC控制芯片L6561介绍 (4)

2.4 后级反激电路工作原理 (5)

2.5 Flyback控制芯片LTA705S介绍 (5)

3、电路参数设计 (6)

3.1 前级PFC电路参数设计 (6)

3.1.1 Boost变换器工作原理及电感电容的计算 (6)

3.1.2 Boost电感设计 (8)

3.2 后级Flyback电路的设计 (9)

4、仿真及实验结果分析 (11)

5、问题或现象分析 (13)

6、心得体会 (14)

附录 (16)

1、产品设计目标：

1.1 产品性能指标汇总

产品参数设计指标：

输入电压：90~264V AC、3.15A、47~63Hz；

输出电压：19.2V DC、4.2A；

输出功率：70W~90W；

功率因数：0.95以上；

1.2 产品设计依据

从产品参数设计指标分析，其输入为交流电，输出为直流电，故首先需要设计整流电路，本产品设计的是二极管不控整流。整流输出为脉动较大的直流电（即交流电的半个周期）。此外本产品对电能利用率有要求，功率因数要求高于0.95，因此需要加入功率因数校正（PFC）环节。从所学知识了解到，Boost变换器可用作功率因数校正（PFC）。这也是一种常用的PFC拓扑电路。Boost变换器有三种工作模式，分别为电感电流连续模式、电感电流临界连续模式和电感电流断续工作模式。其中，电感电流临界连续模式下，可以通过有效控制，使输入交流电流和交流电压同相位从而有效提高功率因数。综合各种因素考虑本产品设计选择Boost工作在电感电流临界连续模式。

264。为满足这一宽范围本产品设计要求输入电压范围较宽。最大输入电压峰值2

输入要求，同时考虑经济合理性，本产品设计Boost电路工作正常的输出电压为400V 直流电。为了对Boost电路有效控制，实现PFC，本产品设计选用性价比较高的芯片L6561。

通过Boost电路实现功率因数校正后，输出电压较高。而产品要求输出电压为19.2V。为此，电路还需要一个DC/DC降压拓扑电路。可以实现降压的拓扑电路有很多。非隔离式变换电路：Buck变换器、Buck-Boost变换器、Cuck变换器；隔离式变换器：单端正激式隔离变换器，单端反激式隔离变换器。由于反激变换器能实现输入输出电气隔离，电压升降范围宽，运行可靠性能高等优点，因此本产品选择反激变换器实现DC/DC降压。

常用的高集成反激控制芯片有SG6742、FAN6754、LTA705S 等。结合实验实际条件，本产品设计选用LTA705S芯片作为反激电路开关管的驱动芯片。

综上所述，产品设计总体电路拓扑结构确定为：二极管整流电路，Boost变换器实现PFC电路、单端反激式隔离变换器实现DC/DC降压变换电路。

2、产品主电路工作原理概述

2.1 开关电源主电路

产品电路中，输入为AC90~264V电压，经过二极管整流桥把交流电变成直流电，然后利用Boost实现功率校正，最后利用单端反激隔离式变换电路进行降压提供稳定的直流输出电压。电路前级采用的控制芯片为L6561，后级采用的控制芯片为LTA705S，工作频率为100kHz。为验证产品设计思路的可行性，依据设计要求首先进行了仿真。图1为本文仿真电路结构图，产品主电路图见附录。

。

图1 开关电源电路拓扑结构

2.2 前级PFC工作原理

有源功率因数校正（Active Power Factor Correction）电路，是在传统的不可控整流电路中融入有源器件，使得交流侧电流在一定程度上正弦化，从而减小装置的非线性、改善功率因数的一种高频整流电路。基本的单相APFC电路，在单相桥式不可控整流电路和负载电阻之间增加一个DC-DC功率变换电路，通常采用Boost变换器。通过适当的控制Boost电路中开关管的通断，将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波，消除谐波和无功电流，将电网功率因素提高到近似为1，其电路拓扑结构如图2所示。

图2 APFC拓扑结构图

假定开关频率足够高，保证电感L的电流连续；输出电容足够大，输出电压可以认为是恒定直流输出电压。电网电压

u为理想正弦电压，即有t

uω

sin

=，则不可控整

流桥的输出电压in u 为正弦半波，t U u u ωsin m i in ==。

当开关管T 导通时，in u 对电感充电，电感电流L i 增加，电容C 向负载放电；当T 关断时，二极管D 导通，电感两端电压L u 反向，in u 和L u 对电容充电，电感电流L i 减小。电感电流满足下列关系式。

???+<<++<<==s k on k o m

on k k m L -sin sin d d T t t t t u t U t t t t t U u t i L ，，ωω (1) 通过控制开关管T 的通断，即调节T 的占空比D ，可以控制电流L i 。若能控制L i 近似为正弦半波电流，且与in u 相同相位，则整流桥交流侧电流也近似为正弦电流，且与电网电压i u 同相位，即可达到功率因数校正的目的。这也是APFC 的基本原理。为实现这一控制目的，需要引入闭环控制。

控制器必须实现两个基本要求：1、实现输出直流电压o u 的调节，使其达到给定值；

2、保证电网侧电流正弦化，其功率因数近似为1。为此采用电压外环电流内环的单相PFC 双环控制。如图3所示。

图3 APFC 控制原理图

电压外环的作用是实现控制目标的电感电流指令值*L i 。给定输出电压*o u 减去测量到

的实际输出电压o u 的差值，经PI 调节器作用，输出电感电流的幅值指令*L I 。测得到的

整流桥输出电压in u 除以其幅值后，得到单位的半正弦量。该值与得到的电感电流幅值

指令相乘得到电感电流的指令值*L i 。*L i 为与in u 同相位的正弦半波电流，其幅值可控制

直流电压o u 的大小。电流内环的任务是控制开关管T 的通断，使实际的电感电流L i 跟踪

其产生的指令值*L i 。为仿真方便，此处采用了电流滞环控制。通过滞环控制可以保证实

际的电感电流L i 在其指令电流*L i 附近波动，波动的大小与滞环的宽度有关。

在实际电路中此处采用的是L6561芯片控制。L6561采用的是电流峰值控制方法和电流检测控制方法的结合。其控制原理为：当芯片5管脚（ZCD ）检测到Boost 电感电流为零时，L6561会驱动开关管导通，此时电感电流基本呈线性上升；当芯片4管脚（CS ）检测到流过开关管的电流（此时也是流过电感的电流）到达规定的上限（即电流峰值）

时，开关管会关断，直到下一次ZCD 检测到过零电流时才开通。

图4 L6561控制的电感电流波形

2.3 PFC 控制芯片L6561介绍

L6561 主要特点：

1. 具磁滞的欠电压锁住功能。

2. 低启动电流（典型值：50uA ；保证90uA 以下），可减低功率损失。

3. 内部参考电压于25℃时只有1﹪以内的误差率。

4. 除能（Disable ）功能，可将系统关闭，降低损耗。

5. 两级的过电压保护。

6. 内部启动及零电流检测功能。

7. 具乘法器，对于宽范围的输入电压，有较佳的THD 值。

8. 在电流检测功能，具备内部RC 滤波器。

9. 高容量的图腾级输出，可以直接驱动MOSFET 。

INV

1234678Vcc GD GND ZCD CS MULT

COMP

图5 L6561的封装图

2.4 后级反激电路工作原理

本产品后级电路选用电流断续模式（DCM ）单端反激拓扑电路。单端反激隔离式变换器是一种成本较低的电源电路，小功率电一般选此拓扑结构。其输出功率为20W －100W ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度。其补偿电路结构简单。反激式变压器开关电源，是在变压器的初级线圈利用直流电流激励后，变压器的次级线圈没有功率输出；当变压器初级线圈的激励电路被关断，初级线圈和二次线圈通过磁耦合，释放磁能，转换为电能，向负载提供电能。单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈控制系统(输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路)。通过反馈回路产生PWM 信号，有效控制开关管的通断。从而实现对初级线圈充磁电流峰值的有效调节，达到稳定输出电压的目的。

2.5 Flyback 控制芯片L TA705S 介绍

反激控制芯片LTA705S 是一款专门为控制单端反激隔离式变换器而设计的芯片。LTA705S 集成了高压自启动，低功率绿色模式，过流保护，Vdd 过压保护，Vdd 欠压锁定，同步斜坡补偿等功能。各管脚功能见表2。

GND

1234678GATE VDD SENSE RT HV NC

图6 LTA705S 封装图

3、电路参数设计

3.1 前级PFC 电路参数设计

3.1.1 Boost 变换器工作原理及电感电容的计算

Boost 变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器。合理控制开关管T 的导通比，可控制升压变换器的电压稳定输出。Boost 变换器有三种工作模式，分别为连续导电模式、临界导电模式和不联系导电模式。在本设计有源功率因数校正（APFC ）中，Boost 变换器工作在临界导电模式。针对这种情况分析Boost 电路，计算设计其电感和电容值。

图6 Boost 变换器电路拓扑

假设电路中各个元件都是理想器件。一个开关周期内，Boost 变换器有两种工况。如图所示。

（a ）Boost 电路开关管导通状态 o

（b ）Boost 电路开关管截止状态

图7 Boost 变换器电感电流连续时两种工作状态

（1）当开关管导通时，电路拓扑如图7（a ）所示，二极管承受反向电压而截止。电容C 向负载R 供电，极性上正下负。电源电压in U 全部加到电感两端in L U u =，在该电压作用下电感电流L i 线性增长，储存的磁场能量也逐渐增加。在一个开关周期S T 内，开关管T 导通的时间为on t 。开关管T 导通期间，电感电流的增量为：

()S C in 1in 0in L d 1T D L

U t L U t L U i t ===??

+ (2)

（2）当开关管T 截止时，电路拓扑如图7（b ）所示，L i 经过二极管Ｄ流向输出侧，电感L 中的磁场将改变L 两端的电压极性，以保持L i 不变，这样电源电压in U 与电感电压L u 串联，总电压高于电容C 两端电压，此时电源和电感共同为电容C 和电阻R 供电，负载电阻R 端电压0U 极性仍然是上正下负。电感上的电压为0-0in

()()S c in 0in 0-L 1d 2

1T D L

U U t L U U i t t --=-=?? (3) 当稳态工作时，开关管T 导通期间电感电流的增长量()+?L i 等于开关管的截止期间的减小量()-?L i 。即电感电流的净增量为零。有式（2）和式（3）可得电压增益为

D U U M -11in 0== (4) 由式（3）可知，1

本设计中，Boost 变换器工作在电感电流临界连续模式。此时有：

in 2I i L =? (5)

Boost 变换器输入功率与输出功率分别为：

in in in I U P =和o o o I U P =

如果忽略电路中的损耗，则有o in P P =，于是有：

o in o o in C

11-U I I I U D == (6) 联立式（2）、式（5）以及式（6）可得临界模式电感值为：

()S 2C C -12

T D D R L = (7) 依据输出电压的纹波系数设计Boost 电容。当电感电流处于连续状态时，考虑二极管电流会全部流入电容器，如图7（b ）所示，在每一个开关周期电容充电或者放电的能量为Q ?，则有：

S C 0T D I Q =? (8)

由Q ?形成的纹波电压可表述为：

T D U C T D I C Q U S C 0S C 00==?=? (9) 由此可计算得电感电流连续模式下，按照要求的纹波电压限值，可求得需要的电容值为：

o S 00S C 0U T D I U R T D U C C ?=?= (10) 已知输入交流电压为90-264V ，输出直流电压约为400V ，主电路输出功率为85W ，按效率为95%计算，可以得出输入功率为90W 。Boost 电路工作在临界连续状态，且为开关频率不固定的变频控制。

则最大输入电流

A 190

90min max ===i in i U P I (11) 电感中最大峰值电流

A 8.222max max ==i p I I (12)

Boost 功率开关零电流导通，电感电流线性上升，可得

i DT I L V ?= (13) 电感电流出现最大峰值时的占空比为

68.0400

902400min =?-=-=o i o V V V D (14) 设此时的开关频率kHz f s 100=，则Boost 电感值为

H I f D V L p s i μ3098

.21010068.09023max min =????== (15) 3.1.2 Boost 电感设计

根据实际条件，选择RM8型磁芯。其结构图如下图所示：

图8 磁芯规格图

表3 磁芯PC40RM8Z-12的技术参数

TYPE MATERIAL Dimensions (mm)

Ap Ae Aw A L A * B * C cm 4 mm 2

mm 2 nH/N 2

由磁芯参数表可以查得2mm 64=Ae ，所以可以求得需要的匝数为 5464

25.08.2309max

1=??=??=Ae B Li N p (16) 另外可求的需要加入的气隙为

2267

106

1N 5464104100730910e g A l mm L μπ---????===?. (17) PFC 环节中电流互感器的工作原理和变压器相似，一次线圈串联在电路中，一次线圈中电流完全取决于被测电路的负荷电流，而与二次电流无关。由L6561芯片资料可以知道ZCD V 的钳位电压为6V 左右，所以取二次线圈的最低电压约为7V 。所以可取一次线圈和二次线圈的匝比为79021==N N n 。

合理计算，取原边电感匝数为311=N ，则可以得出二次线圈的匝数为

4.23190

12=?==N n N (18) 实际试验取二次线圈匝数为4匝。

由表4的绕线参数可以求得一次线圈所需绕线股数

40509

.0510509.0max 1=?=?=j I n i (19) 为防止上电后电感发热现象严重，本实验原边线圈选取6股线，由于二次线圈的电流很小，本实验取绕线股数为2股。

3.2 后级Flyback 电路的设计

后级反激电路的工作原理在上文中已经详述，再次不再赘述。本节内容主要设计Flyback 的变压器。

前级PFC 输出为400V 的直流电压，故在开关管导通瞬间反激变压器原边承受电压为400V 左右。后级输出电压要求为19.2V ，由于二极管D200有一定的管压降约为0.7V 左右，变压器副边电压设定为20V 。此外，由输出电流为4.2A ，可以得出输出功率约为

85W 。

反激电路工作在电感电流断续状态，工作频率为100kHz ，原边电压V 400in =V ，副边电压V 20o =V ，负载功率为W 80o =P 左右。

Flyback 变换器电压增益为

L in o 2L T R D V V M S ==

(20) 将各个参数代入上式，得 1

210105.440020L D M -??== 解得关系式：

321109-?=D L (21)

开关管闭合期间变压器原边存储的功率为

2max 11in 21i L T P S

= (22) 当开关管关断时，原边电流为零；当开关管开通时，原边电流上升到m ax 1i ，由能量守恒得：

in o P P = (23)

当占空比是25.0=D 时，原边电感为

H 5601025.09321μ=??=-L

原边峰值电流为

.8A 1105601010040025.06

3max 1=????=-i 可得原边电流有效值 A 9.02

1max 11==i I s max 2D I (24) 变压器原副边匝比为

3149.02.41221===s s I I N N (25) 原边匝数为

34118

25.08.1560max 111=??=??=Ae B i L N (26) 由表3查得参数25.0=?B ，2118mm Ae =则副边匝数为()8.6341432=?=N ，实验中取值6匝。依据原副边电流的大小，结合表4参数，求得变压器原边铜线为4股，副边铜线为8股，LTA705S 供电侧铜线为2股。

4、仿真及实验结果分析

实验过程分两次调试，首先调试的是前级PFC电路。确保其正常工作后，将后级Flyback与前级PFC电路连接起来，构成完整的开关电源电路。

前级PFC仿真结果与调试结果如下列组图。在下列组图中左侧（a）图都为前级PFC 仿真波形图，右侧（b）图都为实验波形图。为分析方便，将仿真波形和实验波形对照。

（a）输入AC电源（b）输入AC电源

图9 供电电源电压波形

图9是供电电源的电压波形，实验中从调压器侧取得电压的有效值为102V，仿真为较好地模拟实验，取供电电源电压有效值为102V

（a）整流桥输出电压（b）整流桥输出电压

图10 L6561正常工作时整流桥输出电压波形

（a）整流桥输出电压（b）整流桥输出电压

图11 L6561间歇式工作时整流桥输出电压波形

在测量整流桥输出电压时，仿真结果是图10（a）所示。然而实际电路测量结果是图11（b）。从图11（b）可以看出整流输出电压开始是连续的半周期正弦波，经过一段

时间后电压维持在一个较高的水准。从这一时间段可以看出电压的变化有点类似于整流桥带容性负载时输出电压的变化趋势。即，开始电容电压低于电源电压，电容充电，输出电压上升直至一个较高值；在电源电压下降时，电容电压高于电源电压，电容放电，电压值减小。如果电容足够大，电容电压还没放完全，电源电压又上升到高于电容电压，再次给电容充电。当电容电压充放电进入稳态时，电压就会维持在一个较高的水准，变化波形如图11（b）波形的后半部分。按照这种分析，推测可能是芯片L6561有一时间段没有工作，因此导致整流桥输出波形如图11（b）。为验证这一分析，仿真时设定开关管的驱动信号周期性地间歇式工作，仿真结果如图11（a）所示。与理论分析基本一致。所以推理正确。图10（b）所抓波形是图11（b）的前面部分。分析实际电路产生图11（b）波形的原因，应该是芯片工作一段时间后由于过压保护作用使L6561停止工作，此时开关管关断。Boost输出电容对负载放电，且电感电流维持二极管导通，这样就有可能构成整流桥输出侧带容性负载的电路，由于电感电流维持二极管导通，此时Boost 输出侧电容对整流桥输出电压有箝位作用，致使电压在一个较高的值波动。只有这样才能够解释图11（b）的波形。

（a）Boost电感电压（b）L6561ZCD管脚信号

图12 Boost电感电压信号与ZCD管脚信号对比图

图12（a）是仿真中Boost升压电感两端的电压信号，图（b）是L6561芯片过零检测管脚的信号。从电路结构来看，L101的原边作为Boost的升压电感，其副边经过电阻R107与L6561芯片的ZCD管脚连接起来。因此二者的电信号通过磁耦合在一起，其变化趋势应该是基本一致的。从仿真图和实验图可以看出结论基本正确。

（a）Boost电感电压局部放大（b）ZCD管脚信号局部放大

图13 Boost电感电压信号与ZCD管脚信号局部放大比较图

（a）PFC输出电压（b）PFC输出电压波形

图14 前级PFC输出电压的仿真波形与实验波形对比

图13是对图12波形的局部放大，可以验证两者的变化趋势基本一致。图14是前级PFC输出电压的仿真图与实验图的对比。从仿真波形来看输出电压纹波系数较大。而从实验抓到的波形来看其波动很小，这种直观的感觉是错误的。仔细观测可以看出，实验中示波器的每格时间才2.5ms，而仿真的波形每格20ms。如果将示波器的每格时间做调整，也会明显第看到输出电压的文波。

图15 芯片VCC管脚电压图16 前级开关管栅极驱动电压

图17 L6561反馈电压信号图18 Flyback的输出电压信号图15至图17是前级电路的几个主要测试点的信号波形。图18是Flyback的输出端电压波形其值为19.4V，符合要求。

5、问题或现象分析

为了避免后级电路因焊接错误对前级电路产生影响，在调试过程中我们分两步调试。先调试前级，确保前级能正常工作。然后将跳线Jp6和R052焊接上，再调节后级。

由于我们采用分级调试的方案，在调试前级时没有接上后级电路，相当于Boost电路处于开路状态。然而Boost电路不能开路上电，为此我们在Boost的输出电容侧并联一个假负载（150K），确保电路安全。这是上电之前的处理工作。

在第一次上电时，调节调压器输出电压有效值为25V，在测量整流桥输出电压时没有出现预期的连续的半周期正弦波形。针对现象分析，得出结论：给定的供电电压较低，致使芯片的驱动电压也较低，不能驱动L6561芯片。为此调节输入电压至50V，在整流桥输出侧检测到预期波形，说明L6561芯片开始工作。之后我们将电压调升到102V，进行前级各个测试点的测量和波形采样。

从采样的波形分析，整流桥的波形并不是连续的馒头波，而是如图11（b）所示的间断性馒头波波形。分析实际电路产生图11（b）波形的原因，应该是芯片工作一段时间后由于过压保护作用使芯片L6561停止工作，此时开关管关断。Boost输出电容对负载放电，且电感电流维持二极管导通，这样就有可能构成整流桥输出侧带容性负载的电路，由于电感电流维持二极管导通，此时Boost输出侧电容对整流桥输出电压有箝位作用，致使电压在一个较高的值波动。只有这样才能够解释图11（b）的波形。而且通过仿真也验证了整流输出维持高电平确实是由于MOSFET一段时间没有开通造成的缘故。也即芯片L6561在这段时间确实没有工作。

在后级调试时，我们的方案是：先测量输出电压，如果有期望的19.2V左右的波形出现，我们就开始采样各个测试点的波形；如果没有预期的19.2V左右的波形出现，我们再对各个可能出问题的测试点进行检测逐一排查。

调试结果，开始有输出，但是后来一直没有输出。为排除障碍，我组花费课余时间排查了3个晚上，测得的现象有：1、Flyback的控制芯片LTA705S的高压启动管脚4电压为320V高压电；2、芯片的工作电源VDD电压为零；3、开关管的驱动引脚8（GATE）电压为零；4、MOSFET的漏源极电压保持在400V。依据这几点我们推测MOSFET没有被击穿。芯片LTA705S不能工作，很有可能坏掉了。最重要的一个现象是，用万用表测短路的方式检测电容C055和C054以及R062并联支路时，用表笔点触电路两端时，万用表会持续作响。为确认这几个器件有问题，我们测试了一下其他组的情况。他们的现象是第一次点触时万用表作响，之后就不再响。我们的分析是电阻没问题，电容有问题，万用表发响，是应为电容瞬间充电的缘故。如果电容的电没有释放，则再次点触时万用表不会发响。电容如果充放电过快就会产生这种效果。

6、心得体会

首先感谢郑老师，在实验课上热忱、耐心地指导我们的工作。其次感谢光宝公司为我们提供实验的机会。最后感谢我的队友杨夏祎同学及其他同学在实验过程中给予我的帮助。

本次实验，体会很深刻，受益颇多！前3周，郑老师给我们详细分析了本产品的电

路图，仔细介绍了APFC和Flyback的驱动芯片L6561和LTA705S。为能够投入实验，我们做了很多前期工作，主要是基础理论知识的储备。此外构思了整个实验的调试方案和实验应当注意的问题。第四周我们开始进入实验阶段。首先是焊接贴片式电路板。这也是我第一次焊接贴片电路板。刚开始都不知道从何下手。一组两个人，一个人用镊子摁住贴片器件，另一个人用电烙铁焊接器件。焊接起来十分费劲麻烦，而且焊接效果都很差。后来，我琢磨了一下，想出了一个比较好的焊接方案，也给它起了一个名字“四步走”。

“四步走”焊接方案：第一步，在电路板的一个焊接脚上加少许焊锡；第二步，把贴片式器件一端放在有焊锡的焊接脚上，把贴片移正，同时用烙铁加热刚才所上的焊锡，是贴片器件固定；第三步，用电烙铁把贴片器件的另一端焊好好牢固；第四步，器件牢固后，在对刚才少锡的一端补锡。通过这样一个焊接过程，焊接的器件整齐美观，而且焊接效率极大地提高了。

当电路板焊接完成后，进过仔细检查电路板是否有焊接错误，然后开始按照预先设计好的调试方案对电路板进行上电调试。上电之前，我们还对示波器的使用进行了相关的学习，避免出现在调试过程中不知道如何使用示波器。一开始检测电路时，总想用一边用表笔探测电路，一边观察示波器显示的波形是否和预期的波形吻合。结果一不小心，表笔滑动造成短路，将电路的保护器件熔断器烧毁。教训，用表笔探测电路时要小心翼翼，等伙伴抓到波形后撤出表笔再查看分析波形。

本次试验调试之前还完成了一项十分重要的工作，对前级APFC电路的仿真。从仿真结果预测试验波形，这为判断实际电路是否正常工作提供了依据。

这次实验课，本人受益颇多，再次感谢给予我帮助的所有人！

附录