异步电动机变频调速系统

异步电动机变频调速系统

异步电动机变频调速系统是属于转差功率不变型调速系统，是异步电动机各种调速方

法中调速性能最好、效率最高的一种调速方法，因而在实际生产中得到广泛应用。

变频调速的基本工作原理

异步电动机的转速表达式为 )1(n 60p

1s f n -==0n )1(s - 在三相异步电动机中存在下列关系：

m N q k N f E φ11144.4=

如忽略定子阻抗压降，则

1U ≈ m N q k N f E φ11144.4=

式中 1U -----定子相电压

q E ——气隙磁通在定子每相绕组中感应电动势的有效值，V ；

1f -----定子的电源频率

1N ——定子每相绕组串联匝数；

1N k ——基波绕组系数；

m φ——每极气隙磁通量,Wb 。

变频调速的基本控制方式和机械特性

变频调速的基本控制方式

1. 基频以下调速控制方式

要保持m φ不变，当频率1f 从额定值N f 1向下调节时，应同时降低q E ，使1f E q

=常数，即采

用恒定电动势频率比的控制方式。1U ≈q E ，取1

1f U =常数，即采用恒压频比的控制方式。在低频时，1U 和q E 都较小，定子阻抗压降所占的分量就比较显著，不能忽略，因而必须对

1U 进行定子阻抗压降补偿，人为地把电压1U 提高一些，尽可能维持磁通m φ基本不变。

2. 基频以上调速控制方式

在基频以上调速时，可以从N f 1往上增加，如要维持m φ恒定，必须随频率1f 的增加而相

应增加1U ，但电压1U 一般不能超过电动机的额定电压N U 1，只能保持在电动机的额定电压

N U 1上。所以在基频以上调速时只能放弃维持磁通m φ恒值的要求，使磁通m φ与频率成反比

地降低，相当于直流电动机的弱磁升速的情况。在基频以下调速属于恒转矩调速，在基频以

上调速属于恒功率调速。

变频调速的机械特性

异步电动机恒压恒频时的机械特性

当定子电压1U 和角频率1ω都为恒定值时，异步电动机的电磁转矩e T 为 22

12122212121122211)()()(33l l p p m e L L s R sR R s U n s R I n P T ++'+'=''=Ω=ωωωω

式中 m P ---电磁功率

1ω---电源角频率

1Ω--同步机械角速度

p n --极对数

1U --定子电压

1R 、'2R --定子每相电阻和折合到定子侧的转子每相电阻

1l L 、'

2l L --定子每相漏感和折合到定子侧的转子每相漏感

当s 很小时，可忽略上式分母中含s 项，转矩近似与s 成正比，这时机械特性)(s f T e =是一段直线，如图19-3所示。当s 接近1时，可忽略上式分母中的'2R ，转矩近

似与s 成反比，，这时机械特性)(s f T e =是一段双曲线。

3. 变频调速的机械特性

(1) 基频以下变频调速的机械特性 现以恒压频比控制为例说明基频以下变频调速的

机械特性。恒压频比控制)(/11ωf U =恒值的机械特性。

特性基本上是上下平移的，硬度较好，但最大转矩max e T 随着1f 降低而减小。当频率很低时，

最大转矩max e T 太小将限制变频调速系统的带负载能力，为此需要采用定子阻抗压降补偿，

适当提高电压1U ，增强带负载能力。

基频以上变频调速的机械特性

当角频率1 提高时，同步转速?0n 随之提高，最大转矩max e T 减小，机械特性上移。机械特

性基本上亦是上下平移的。

调速用静止式变频器类型及其特点

静止式变频器从整体结构上可分为交-直-交变频器和交-交变频器；而从电源性质上分

为电压源型和电流源型变频器。实际应用中大部分的变频器都为交-直-交电压源型变频器。

交-直-交变频器

交-直-交变频器先将恒压恒频的交流电通过整流器变换成直流电，再通过无源逆变器将

直流电变换成变压和变频的交流电。由于这类变频器在恒压恒频的交流电源和输出的变压和

变频的交流电源之间有一个中间直流环节，在变压和变频的过程中经历了电能的两次变换，

所以又称为间接变频器。

交-交变频器

交-交变频器是将恒压恒频的交流电不经过其它中间环节而直接变换为变压和变频的交流

电，所以又称为直接变频器。

交-交变频器输出的每一相都是相当于一套由正、反两组晶闸管可控整流电路反并联组成

的直流可逆调速线路所示。

这种交-交变频器由于直接变换，效率较高，但其最高输出频率不超过电网频率的1/2，

其主电路使用晶闸管元件数量多，如每组可控整流电路采用三相桥式电路，则需要36只晶

闸管元件。此外，交-交变频器的缺点是输入功率因数较低，谐波电流含量较大。因此，交-

交变频器主要用于轧机主传动、球磨机等低速大容量拖动埸合。

电压源型变频器和电流源型变频器

在交—直—交变频器根据主回路中间直流环节直流电源性质可分成电压源型变频器

和电流源型变频器两大类。

电压源型变频器

变频器主电路的中间直流环节采用大电容滤波，整流器输出电压经大电容的滤波作用后

使直流侧电压波形比较平直。此时在逆变器前级的整流、滤波电路可认为是内抗阻小的恒压

源，逆变器输出交流电压波形为矩形波或阶梯波。

在变频调速系统中，变频器的负载是异步电动机，属于感性负载。在中间直流环节与电

机之间，除了有功功率的传递外，还存在无功功率的交换。因而电压源型变频器中间直流环

节储能元件采用大电容，电容除了滤波外还起着无功能量缓冲作用。

电流源型变频器

变频器主电路的中间直流环节采用大电感滤波，大电感的滤波作用使直流侧电流波形比

较平直。此时在逆变器前级的电路可认为是内抗阻很大的恒流源，逆变器输出交流电流波形

为矩形波或阶梯波。把具有这种直流电源性质的交—直—交变频器称为电流源型变频器，简

称为电流型变频器。电流型变频器主电路的中间直流环节的储能元件采用大电感，大电感除

了滤波外还起着无功能量缓冲作用。

交—直—交电压源型变频器和电流源型变频器性能比较

电压源型变频器和电流源型变频器在主电路上区别仅仅是中间直流滤波环节的不同，但

就造成两类变频器具有完全不同的性能。

采用电流源型变频器给异步电动机供电的电流源型变频调速系统的最大特点是容易实

现回馈制动，从而实现变频调速电机的四象限运行，适用于需要快速制动和频繁正、反转的

生产机械。

电流源型交-直-交变频器供电的变频调速系统在电动状态运行时，可控整流器UR 工作

在整流状态(控制角

90<α)，直流回路电压d U 的极性为上正下负，电流d I 由d U 的正端

经大电感d L 流入逆变器CSI ，CSI 工作在逆变状态。此时，变频器的输出电压频率1ω>ω，

电动机以转速ω运行，电能由交流电网经变频器传送给电机，电机处于电动运行状态。当

电动机要减速停车时，可降低变频器的输出频率，使1ω<ω，异步电动机进入发电状态，

同时使可控整流器UR 的控制角 90>α，UR 进入有源逆变状态，直流回路电压d U 立即反

向，由于大电感d L 的作用，直流d I 方向不变。于是逆变器CSI 变成整流器，可控整流器UR

成为逆变器，电动机把机械能转换为电能回馈给交流电网，电动机处于回馈制动工作状态，。

采用电压源型变频器给异步电动机供电的电压源型变频调速系统要实现回馈制动和四

象限运行却比较困难。因为电压源型变频器采用大电容滤波，由于大电容上电压的极性不能

迅速反向，而且电流受到器件单向导电性的制约也不能反向，所以在原装置上无法实现回馈

制动。当变频调速系统需要制动时，可以在变频器中间直流电路上并联能耗制动电路，将电

动机在发电制动状态反送到中间直流电路的能量消耗在制动电阻上，实现能耗制动；或者在

输入可控整流器UR 上反并联一个可控整流器，使它工作在有源逆变状态将电动机在发电制

动状态反送到中间直流电路的能量回馈交流电网，实现回馈制动。

由于电流源型变频器的直流电压极性可以迅速改变，所以由它供电的变频调速系统的动

态响应比较快，而电压源型变频器由于采用大电容滤波，使直流侧的电压不能有快速响应，

所以由它供电的变频调速系统的动态响应则要差一些。

电压源型变频器适用于多台电动机同步运行时的供电电源，或单台电动机调速但不要求

快速起制动埸合。而电流源型变频器不适用于多台电动机运行，而适用于单台电动机调速且

要求快速起制动、频繁可逆运行埸合。 正弦波脉宽调制型(SPWM) 变频器

SPWM 型变频器的概念

在交-直-交变频器中，当前应用最广的是SPWM 变频器。它的整流器是由二极管组成的

不可控整流器，输出电压经电容滤波后形成恒定幅值的直流电压加在逆变器UI 上，逆变器

UI 的功率开关器件采用全控型电力电子器件（如IGBT ）

，按一定规律控制逆变器UI 的功率开关器件导通或断开，使输出端获得一系列宽度不等的矩形脉冲波形。在这种变频器中，采

用脉宽调制方法，即通过改变矩形脉冲的宽度耒改变逆变器输出交流基波电压的幅值，通过

改变调制周期耒改变逆变器输出频率，从而在逆变器上同时实现调压和调频的功能。

所谓SPWM 波形就是脉冲的宽度按正弦规律变化并与正弦波等效的一系列等幅不等宽

的矩形脉冲波形。在传统的模拟控制系统中常采用调制的方法，即把所期望的波形(如正弦

波)作为调制波，采用等腰三角波作为载波。当三角载波与正弦调制波相交时，在交点时刻

控制逆变器中开关元件的通断，在逆变器的输出就可以得到一组等幅而脉冲宽度正比于正弦

调制波的矩形脉冲波(SPWM 波)。

SPWM 型变频器的工作原理

SPWM 型变频器的主电路，整流器是采用二极管组成的三相桥式不可控整流电路，并采用

大电容滤波，为逆变器提供恒值直流电压s U 。逆变器中六个功率开关器件VT1～VT6采用

全控型电力电子器件（如IGBT ），它们各有一个续流二极管反并联，如VD1~VD6。

SPWM 型变频器传统的模拟控制电路中，正弦调制波发生器提供一组三相对称的正弦调制

波信号ra u 、rb u 、rc u ，其频率决定逆变器输出的基波频率，可在所要求的输出频率范围内

调节；正弦调制波电压的幅值也可在一定范围内变化，以决定逆变器输出基波电压的大小。

三角波载波发生器提供三角波载波信号t u 是共用的，分别与每相正弦调制波电压比较后，

经过相应比较器，就可产生SPW M 脉冲序列波da u 、db u 、dc u ，作为逆变器三相桥臂的六个

功率开关器件的驱动控制信号。SPWM 控制方式可以是单极式，也可以是双极式。

单极式控制

单极式控制时，在正弦波的半个周期内每相只有一个开关器件开通或关断。例如，A 相

正半周时VT1反复通断，而VT4关断。 双极式控制 双极式控制时．逆变器同一桥臂上下两个功率开关器件交替导通与断开．处

于互补的工作方式。如A 相正半周时VT1与VT4交替导通与断开。

SPWM 型逆变器的调制方式

在SPWM 逆变器中，载波频率t f 与调制波频率r f 之比N 称为载波比。根据载波比N 的

变化与否， SPWM 逆变器有同步调制和异步调制之分。而为了使输出波形保持三相对称且谐

波少，可采用同步调制与异步调制相结合的分段同步调制方式。

同步调制

在同步调制方式中，载波比N 等于常数，并在变频时使载波信号的频率与调制波信号的

频率保持同步变化。在该调制方式中，调制波信号频率变化时载波比N 不变，因而，逆变器

输出电压半个周期内的矩形脉冲数是固定的，如果取N 等于3的倍数，则同步调制能保证逆

变器输出波形的正、负半波始终保持对称，并能严格保证三相输出波形间具有互差

120的

对称关系。但是当逆变器输出频率很低时，由于在半周期内输出脉冲的数目是固定的，所以，

相邻两脉冲间的间距增大，谐波会显著增加，使负载电动机产生较大的脉动转矩和较强的噪

声，给电动机的正常工作带来不利影响，这是同步调制方式的主要缺点。

异步调制

为了消除上述同步调制的缺点，可以采用异步调制方式。这种载波信号和调制波信号不保持同步关系的调制方式称为异步调制。在异步调制方式中，在逆变器的整个变频范围内，载波比N 是不等于常数的。一般在改变调制波信号频率r f 时保持三角载波频率t f 不变，因而提高了低频时的载波比。这样逆变器输出电压半周期内的矩形脉冲数可随输出频率的降低而增加，相应地可减少负载电动机的转矩脉动与噪声，改善了低频工作性能。

但是异步调制方式在改善低频工作性能的同时，又失去同步调制方式的优点，当载波比N 随着输出频率的改变而连续变化时，它不可能一直是3的倍数，势必使逆变器输出电压的波形及其相位都发生变化，难以保持三相输出的对称关系，因而引起电动机工作的不平稳。 分段同步调制

为了扬长避短，可将同步和异步两种调制方式结合起来，成为分段同步的调制方式。在一定频率范围内，采用同步调制，以保持输出波形对称的优点，当频率降低较多时，使载波比N 分段有级地增加，以发挥异步调制方式的优点，这就是分段同步调制方式。具体地说，将逆变器输出的整个变频范围划分成若干个频段，在每个频段内都保持载波比N 为恒定，而对不同频段取不同的载波比N 。在输出频率的高频段采用较低的载波比N 值，在输出频率的低频段采用较高的载波比N 值，使各频段开关频率的变化范围基本一致，以适应逆变器功率开关器件对开关频率的限制。

几种典型的交流变频调速系统

变频调速系统按其控制方式可分为开环控制和闭环控制两种，开环控制有恒压频比（V/F ）控制方式，闭环控制有转差频率控制、矢量控制等控制方式。下面对转速开环、恒压频比控制的交流变频调速系统、转速闭环、转差频率控制的交流变频调速系统及矢量控制的交流变频调速系统作一介绍。

转速开环、恒压频比控制的交流变频调速系统

采用V/F 控制时，异步电动机在不同频率下都获得较硬的机械特性线性段。如果生产机械对调速系统的静、动态性能要求不高时，可以采用转速开环、恒压频比带低频补偿的控制方案，其控制系统结构最简单，成本最低，特别适合风机、水泵等的节能调速。

系统主要由给定积分器GI 、绝对值变换器GAB 、电压控制环节及可控整流器UR 、频率控制环节及电压型逆变器VSI 等组成。其中，用电压控制环节控制可控整流器UR 的输出直流电压；用频率控制环节控制电压型逆变器VSI 的输出频率。电压和频率控制采用同一个控制信号abs U 以保证二者之间的协调控制。由于转速控制是开环的，所以设置了给定积分器GI ，它将阶跃的转速给定信号*

ωU 转变成按设定的斜率逐渐变化的斜坡信号gi U ，从而

使电压和转速都能平缓地升高或降低。如果不设置了给定积分器GI ，让阶跃的转速给定信号*ωU ω直接加到控制系统上，将会产生很大的冲击电流而可能使电源跳闸。由于gi U 是可逆的，而电机的旋转方向取决于变频输出电压的相序，并不需要在电压和频率的控制信号上反映极性，因此在GI 后面再设置了绝对值变换器GAB ，将gi U

变换成只输出其绝对值的信号abs U 。

电压控制环节一般采用电压、电流双闭环的控制结构。 内环设电流调节器ACR ，用以

限制动态电流，兼起保护作用。外环设电压调节器AVR ，用以控制变频器输出电压。电压一频率控制信号abs U 加到AVR 之前，先通过函数发生器GF ，把电压给定信号*

v U 相对地提高一些，以补偿定子阻抗压降，改善调速时（特别是低速时）的机械特性，提高带载能力。

频率控制环节主要由压频变换器GVF 、环形分配器DRC 和脉冲放大器AP 等部分组成，将电压-频率控制信号abs U 转变成具有所需频率的脉冲列，再通过环形分配器DRC 和脉冲放大器AP ，按6个脉冲一组依次分配给逆变器，分别触发桥臂上相应的6个晶闸管。压频变换器GVF 是一个由电压控制的振荡器，将电压信号转变为一系列脉冲信号，脉冲列的频率与控制电压的大小成正比，从而得到恒压频比的控制作用；其频率值是输出频率的6倍，以便在逆变器的一个周期内发出6个脉冲。环形分配器DRC 是一个具有六分频作用的环形计数器，它将GVF 输出的脉冲列分配成6个一组相互间隔60°的具有适当宽度的脉冲触发信号。gi

U 通过极性鉴别器DPI 得到正、反转控制信号，控制环形分配器DRC 改变晶闸管触发的顺序以改变输出电压的相序，从而改变电动机的转向。在交－直－交电压型变频器的调速系统中，由于中间直流回路有大容量电容d C 滤波，电压的实际变化很缓慢，而频率控制环节的响应是较快的，为了使动态过程中电压和频率变化协调一致，在压频变换器GVF 前面加设一个频率给定动态校正器GFC ，用以延缓频率的变化。

转速闭环、转差频率控制的交流变频调速系统

上面所叙的转速开环变频调速系统可以满足一般调速的要求 ，但静、动态性能都有限。对静、动态性能有一定要求的装置，必须要应用闭环控制系统，以提高静、动态性能。

要提高调速系统的动态性能，主要依靠控制转速的变化率dn/dt ，显然，控制电磁转矩Te 就能控制dn/dt 。因此归根结底，调速系统的动态性能就是控制其转矩的能力。 转差频率控制的基本概念

在直流电动机中，转矩公式为 e T =d m I k m φ，转矩与电枢电流成正比，只要控制电枢电流d I 就能控制转矩。直流双闭环调速系统中转速调节器不但实现了系统转速无静差，并且它的输出值作为电流给定信号(即转矩给定信号)，使系统在动态时能在最大电流(最大转矩)下工作，从而获得良好的动态性能。

而在交流异步电机中，转矩公式为

22cos ?φ'

=I C T m m e

式中m C --电机的转矩常数， m φ---电机气隙磁通

'2I ---电机转子电流(己折算到定子侧)

2cos ?--电机转子回路功率因数

由上式可知，除m C 为常数外，气隙磁通m φ、转子电流'2I 及转子回路功率因数2cos ?

都将影响到异步电机的转矩，而这些量又都和转速有关，不象直流电动机转矩与电枢电流成简单的比例关系，所以控制交流异步电机转矩的问题就复杂得多。

经过推导，异步电机的转矩e T 还可表示为：

2

2122212)('+''=l m m e L s R R s K T ωωφ

式中 122123N p m K N n K =

令s ω=1ωs ，并定义为转差角频率，则可得到

222222)('+''=l s s m m e L R R K T ωωφ

在电机稳定运行时，s 值很小，因而s ω也很小，一般为1ω的2%-5%，因而分母中22'R 》22)('l s L ω，则转矩e T 可近似表示为

'≈22R K T s m m e ωφ

由上式可见，在s 值很小的范围内，如能够维持气隙磁通m φ不变，则异步电机的转矩近似和转差角频率s ω成正比。也就是说，在异步电机中控制s ω和直流电动机中控制电枢电流一样，能够达到间接控制转矩的目的。控制转差角频率s ω就代表控制转矩，这就是转差频率控制的基本概念。

4. 转差频率控制基本规律

根据转矩公式，可以画出在m φ恒定时的)(s e f T ω=的曲线。

由上图可看出，在s ω较小时，e T 与s ω成线性正比关系，当s ω=m ax s ω时，e T =max e T 。经过推导可得到：2222

max l l s L R L R =''=ω，22max 2l m m e L K T '=φ。当s ω更大时，特性呈双曲线。在转差频率控制系统中，只要给s ω限幅，使s ω的限幅值为sm ω2

2m ax l s L R =<ω，就可以基本保持e T 与s ω成正比关系，也就是可以用转差频率控制耒代表转矩控制。这是转差频率控制的基本规律之一。

上述规律是在保持m φ恒定的前提下成立的，那么如何才能保持m φ的恒定呢？当忽略铁损且不计磁路饱和时，气隙磁通m φ与励磁电流I 0成正比，而相量0?I 是定子、转子电流相量1?I 、?2I 之差，0?I 、1?I 与?2I 之间有下列关系：

0'21???+'=I I

I 根据异步电机的等值电路可以得到 '212'

2l g

L j s R E I ω+'='?? m g

L j E I 10ω??=

经整理后可求出

2'22

2

'22'222'201)(l s l m s L R L L R I I ωω+++=

根据上式，可画出保持m φ恒定时)(1s f I ω=的特性曲线。

上述关系表明，只要使1I 与s ω的函数关系符合规律，就能保持m φ恒定。这是转差频率控制的基本规律之二。

5. 转差频率控制的交流变频调速系统

系统采用由可控整流器UR 和电流源型逆变器CSI 组成的交-直-交电流源型变频器，便于实现四象限运行和回馈制动，使控制对象具有良好的动态性能。在控制系统中和直流调速系统一样，采用转速、电流双闭环控制。转速调节器ASR 的输出是转差频率给定信号*s

U ω并通过I 1=f （ωs ）函数发生器GF 输出定子电流给定信号*1i U ，再通过电流调节器ACR 控制

定子电流，以保持Φm 为恒值。转差频率给定信号与电机转速检测信号相加得到逆变器输出频率（电机定子频率）的控制电玉1ωU ，再通过逆变器CSI 频率控制环节决定逆变器的输出频率。这样就形成了在转速外环内的电流-频率协调控制。

转速给定信号*ωU 反向时，*

s U ω、ωU 、1ωU 都反向。用极性鉴别器DPI 判断1ωU 的极性，以决定环形分配器DRC 的输出相序，而1ωU 信号本身则经过绝对值变换器GAB 决定输出频率的高低。这样就很方便地实现了可逆运行。

矢量控制的交流变频调速系统

上面所述的转差频率控制方式采用的是一种速度反馈控制的闭环控制方式，因此其性能优于开环的U/F 控制方式，可以应用于对速度和精度有较高要求的各种调速系统。但是由于转差频率控制方式是建立在异步电动机稳态数学模型基础上的，其动态性能仍不够理想。为适应高动态性能需要，常采用矢量控制的变频调速系统。

直流电动机的电磁转矩e T =d m I k m φ，如果不考虑磁路饱和，采用补偿绕组使电枢反应得到全补偿时，磁通m φ正比于直流励磁电流f I ，且与电枢电流d I 互成直角。影响电磁转矩e T 的励磁电流f I 与电枢电流d I 是二个独立的变量，互不相关，电枢电流d I 的变化并不影响磁通m φ。直流电动机的磁通m φ和电枢电流d I 可以独立进行控制。在没有弱磁调速的情况下，可以认为磁通m φ在系统的动态过程中是恒定的，电磁转矩e T 与电枢电流d I 成正比，因此控制电枢电流d I 也就控制了电磁转矩e T 。由于电枢电流d I 的响应速度很快，因此可以实现电磁转矩e T 的快速调节，从而可获得良好的动态性能。异步电动机矢量控制的基本原理就是将异步电动机的物理模型设法等效变换成类似于直流电动机的模式，然后再模仿直流电动机的控制方式，将异步电动机的定子电流矢量分解为产生磁场的电流分量(励磁电流) 和产生转矩的电流分量 (转矩电流) ，分别加以控制，并同时控制两分量间的幅值和相位，即控制定子电流矢量，从而达到控制异步电动机转矩的目的。这种等效变换是借助坐标变换来实现。在这里，不同电动机模型彼此等效的原则是：在不同坐标系下电动机模型所产生的磁动势相同。

现在先分析直流电机的物理模型，二极直流电机的物理模型。图中，电枢绕组A 在电枢转子上，补偿绕组C 和励磁绕组F 都在定子上。把F 的轴线称作直轴（或d 轴），主磁通m φ的方向就在d 轴上。A 和C 的轴线称作交轴（或q 轴）。虽然电枢本身是旋转，但由于换向器与电刷的作用，使电枢磁动势的轴线限定在q 轴位置上，相当于一个在q 轴上的静止绕组，通常称为伪静止绕组。直流电机的磁通基本上是由励磁绕组F 的励磁电流决定。

如何借助坐标变换来实现交流异步电动机的物理模型等效变换。我们都知道，当交流异步电动机的三相对称的静止绕组A 、B 、C 通以三相平衡电流A i 、B i 、C i 时，将产生合成旋转磁动势1F 。该合成旋转磁动势1F 以同步角转速1ω按A-B-C 相序所决定的方向旋转。产生上述的旋转磁动势1F 并不一定非要三相不可，实际上可采用空间互差

90的两相静止绕组α和β，通以时间上互差 90的两相平衡电流同样可以产生旋转磁动势1F 。此时1i α和1i β和A i 、B i 、C i 之间存在一定的换算关系，也就实现三相静止坐标系到二相静止坐标系的等效变换。互相垂直的绕组M 和T ，分别通以直流电流m i 和t i ，产生合成磁动势1F 。如果让

包含两个绕组M 和T 在内的整个铁心以同步角频率1ω旋转，则磁动势1F 成为旋转磁动势。这套旋转直流绕组和二相交流绕组等效。此时m 1i 、t1i 和1i α、1i β之间存在一定的换算关系，也就实现α、β二相静止坐标系到M 、T 二相旋转坐标系的等效变换。当站在M 、T 坐标系中观察，M 和T 是两个通以直流的静止绕组。如果控制磁通m φ的位置在M 轴上，则绕组M 相当于直流电机的励磁绕组，绕组T 相当于直流电机的电枢绕组。

由上分析可知，三相坐标系下的交流电流A i 、B i 、C i 通过三相/两相变换可以等效成两相静止坐标系下的交流电流1i α、1i β，再通过按转子磁场定向的旋转变换，可以等效变换成同步旋转坐标系下的直流电流m 1i 、t1i 。如果站在M 、T 坐标系中观察，他所看到的便是一台直流电动机。

矢量控制的构想就是模仿直流电机的控制方法，求得等效直流电机的控制量，经过相应的坐标反变换，去控制交流异步电动机。给定信号和反馈信号通过控制器得到相应的励磁电流的给定信号*m 1i 和电枢电流的给定信号*t1i ，经过反旋转变换1VR

-和两相/三相变换（2/3变换）得到相应的定子电流的给定信号*A i 、*B i 和*

C i 。带电流控制的变频器根据*A i 、*B i 和*

C i 和1ω信号，就可以输出异步电动机调速所需的三相变频电流。