ZVS移相全桥变换器设计
Z V S移相全桥变换器设计 Prepared on 22 November 2020
电气工程学院
课程设计说明书
设计题目：
系别：
年级专业：
学生姓名：
指导教师：
电气工程学院《课程设计》任务书
课程名称：电力电子与电源综合课程设计
基层教学单位：电气工程及自动化系指导教师：朱艳萍
说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。
2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。
电气工程学院教务科
电力电子与电源课程设计组内自评表
摘要
首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。
其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。
然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。
实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。
关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875
目录
第1章绪论
早期提出的软开关变换器是谐振变换器，准谐振变换器和多谐振变换器。实现了开关管的零电压开关或零电流开关，减小了开关损耗，提高了变换器的变换效率，开关频率大大提高，减小了体积和重量。但是这些变换器的器件应力大，循环能量大，而且要采用频率调制，不利于优化设计滤波器。为了保留谐振变换器的优点，实现开关管的软开关，同时采用PWM控制方式，实现恒定频率调节，利于优化设计滤波器，90年代出现了零转换变换器。所谓零转换变换器，就是只是在开关管开关过程中变换器工作在谐振状态，实现开关管的零电压开关或零电流开关，其他时间均工作在PWM控制方式下。这种变换器适应通讯技术和电力系统的发展，对通讯开关电源和电力操作电源本课设所做的具体工作如下:
1.分析移相控制PWM全桥变换器软开关技术的基本工作原理，并分析实现软开关的条件，以及整流二极管的换流情况。
2.对移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构进行电路设计，研究主电路中各参量的设计方法，包括:输入整流桥、逆变桥、输出整流二极管的选型，输入滤波电路母线支撑电容的设计，高频变压器及谐振电感的设计，输出滤波电路中滤波电感及滤波电容的设计。
3.详细分析移相控制芯片，对驱动电路进行设计与分析。
4.理论计算和仿真研究设计参数。
第2章PWM DC/DC全桥变换器软开关技术
PWM DC/DC全桥变换器
PWM DC/DC全桥变换器的基本电路结构及其波形如图所示。T1-T4是四支主功率管，D1-D4为主功率管的反并联二极管，TR是输出变压器，其原副边绕组匝数比
K=N1/N2， VD1和VD2是输出整流二极管，Lf和Cf是输出滤波电感和电容，RL是负载。输入直流电源电压为Vin，输出直流电压为Vo。
所谓移相控制方式就是T1和T2轮流导通，各导通180度电角度，T3和T4亦如此，但是T1(或T2)和T4(或T3)不同时导通，两者导通差a电角度，如图 (b)所示。其中T1和T2分别先于T4和T3关断，故称T1和T2组成的桥臂为超前桥臂，T3和T4组成的桥臂为滞后桥臂。通过控制T1-T4四只开关管，在AB两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压，经过高频变压器的隔离和变压后，在变压器副边得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压，然后通过由VD1和VD2构成的输出整流桥，在CD两点得到幅值为Vin/K的直流方波电压。Lf与和Cf组成的输出滤波器将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到一个平直的直流电压，其电压值为Vo= DVin/K，其中D是占空比，D=2*Ton/Ts，To是导通时间，Ts是开关周期，由Vo的公式知，可以通过调节占空比来调节输出电压Vo，又D=2*Ton/Ts =1- a/180，从而可以通过控制移相角来调节输出电压Vo.
PWM DC/DC全桥变换器的软开关实现
1.超前桥臂的软开关实现
在图中，T1和T4同时导通，vAB =Vin,变压器一次侧电流流过T1和T4。在某一时刻先关断T1，原边电流从T1上转移到C1和C2支路上，给C1充电，同时C2被放电。由于有C1和C2,T1是零电压关断。在这个过程中，漏感Lrk和滤波电感与串联，而且Lf很大，因此可以认为原边电流Ip近似不变，类似于一个恒流源。这样C1的电
压线性增大，同时C2的电压线性减小。当C1的电压上升到Vin时，C2的电压下降到零，T2的反并联二极管D2自然导通，此时开通T2就是零电压开通。此时Vab=0 ,同理于T2关断的情况。
从上面的分析可以得到:超前桥臂在关断时，输出滤波电感与漏感串联，原边电流是一个恒流源，因此超前桥臂只能实现零电压开关，不能实现零电流开关，而且超前桥臂容易实现零电压开关。
3.滞后桥臂的软开关
1)滞后桥臂的零电压开关
如果续流状态处于恒流模式，原边电流流过D2和T4。当T4关断时，原边电流从T4上转移到C3和C4支路上，给C4充电，同时C3被放电。由于有C3和C4,T4是零电压关断。当C4的电压上升到Vin时，C3的电压下降到零，T4的反并联二极管D4自然导通，此时开通T4就是零电压开通。此时vAB=0。同理于T3关断的情况。
在T4关断后，由于vab =-vc 4 , vAB，为负电压，使VD2导通， VD1与VD2换流，因而短接了变压器副边，变压器原边电压为零。此时与C3和C4谐振的能量是由漏感Llk提供的。由于Llk的电感量很小，如果Llk提供的能量不能使口和C3充放电结束就使得原边电流ip反向，那么C3上的电压就会开始增加，此时开通T3就不能实现零电压开通，而是硬开通。
从上面的分析可以得到:(1)滞后桥臂实现ZVS的能量是漏感的能量;(2)漏感远远小于输出电感，因此滞后桥臂较超前桥臂实现ZVS更困难;(3)漏感能量与负载有关。负载越大，能量越大;反之越小。在负载较小时，漏感能量不足以使滞后桥臂实现零电压开关，必须采用辅助电路来帮助漏感实现滞后桥臂的零电压开关。
2)滞后桥臂的零电流开关
如果续流状态处于电流复位模式，则当T4关断时，原边电流为零，T4是零电流关断。当T3开通时，由于漏感的存在，原边的电流不能突然增加，而是以一定的斜率增加，因此可以认为T3是零电流开通。同理于T3关断的情况。
从上面的分析可以得到:
(1)在电流复位模式下，滞后桥臂实现zcs ;
(2)滞后桥臂开关管两端不能并联电容，否则在开关管开通时，其并联电容上的电压不能为零，其能量将全部消耗在开关管中，使开关管发热，而且还会在开关管中产生很大的电流尖峰，造成开关管的损坏;
(3)在续流状态时，原边电流回到零后，不能反向增加。否则在开关管开通时，就会产生很大的开通电流尖峰，容易损坏开关管，从而失去了零电流开通的条件。
PWM DC/DC全桥变换器实现ZVS
两个桥臂实现ZVS
1.实现ZVS的条件要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量用来:
1)抽走将要开通的开关管的外部附加电容上的电荷;
2)给同一桥臂关断的开关管的外部附加电容充电;3)考虑到变压器原边绕组电容，还要有一部分能量用来抽走变压器原边绕组寄生电容CTR上的电荷。也就是说，要实现开关管的零电压开通，必须满足下式
2.超前桥臂实现ZVS在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感与是与谐振电感L;是串连的，此时用来实现零电压开关的能量是滤波电感与与谐振电感Lr中的能量。另外参与谐振的还有变压器的励磁能量Wmag(相对很小，可忽略)，因此要实现超前桥臂的ZVS，只要满足
3.滞后桥臂实现ZVS在滞后桥臂的开关过程中，变压器副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其流通路径由全桥提供;另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有能量传递。此时用来实现ZVS的能量只是谐振电感L，中的能量，如果不满足(2-22)式，那么就无法实现ZVS。即
由于输出滤波电感与不参与滞后桥臂ZVS的实现，较超前桥臂而言，滞后桥臂实现ZVS就困难得多，因为输出谐振电感比输出滤波电感要小得多。
整流二极管的换流情况
在移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器中，输出整流电路一般有两种，一种是全桥整流方式，一种是全波整流方式。当输出电压比较高，输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式。当输出电压比较低，输出电流比较大时，为了减少整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般采用全波整流方式。无论采用何种整流方式，变压器在副边占空比丢失这段时间里都工作在短路状态，下面分析一下在这一时间段整流二极管的换流情况。
全波整流方式图给出了副边全波整流方式的电路图及其换流波形。
变压器副边各自电流的参考方向如图所示，这样有
在t2时刻，负载电流流经VD1。在（t2-t5）时段里，变压器原边电流减小，其副边绕组Ls1，的电流也减小，小于输出滤波电感电流，即is1 1) (t2， t4)时段，ip >0，流过VD1的电流大于流过VD2的电流，即 2) t4时刻，iP = 0，两个整流管中流过的电流相等，均为负载电流的一半， 3)(t4,t5}时段，iP<0，流过VD1的电流小于流过VD2的电流，即 4) ts时刻，ip=-iLf/K , VD2中流过全部负载电流，VD1电流为零，即 此时VD1关断，VD2承担全部负载电流，从而完成整流管的换流过程。 本章小结 移相控制全桥零电压PWM变换器应用广泛，适合大功率、低电压等场合。该变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容作为谐振元件，使全桥PWM变换器的四个开关管均在ZVS条件下导通。 本章分析了移相控制方式的DC/DC变换器的基本原理，且可以得出以下结论: 1)移相控制零电压PWM变换器工作于零电压开关条件下，因而大大减小了开关损耗，有利于提高开关频率，减小变换器的体积和重量; 2)无论副边是全桥整流方式还是全波整流方式，变压器原副边的电压电流是符合变压器的基本规律的; 3)超前桥臂比滞后桥臂容易实现ZVS ; 4)由于谐振电感串联于主回路中，使得原边电流不能突变，因此副边存在占空比丢失的现象。 第3章PWM DC/DC变换器控制回路设计的设计 移相控制电路是高频开关电源的重要组成部分，在很大程度上决定了开关电源的性能，其作用在于使全桥变换器的两个桥臂开关管的导通角错开一个角度，以获得不同的占空比从而调节输出电压的高低。借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电结束(即电压为零)的状态下完成零电压开通。 移相控制电路原理 开关电源控制系统的组成结构可以简化成如图所示的形式。 对于稳定工作的逆变系统，其输出除了受Vg的控制外，还与Vin和负载的大小有关。逆变系统输出受in的影响程度称为逆变系统的源效应，受负载变化的影响程度称为逆变系统的负载效应。 开关电源的控制电路一般应具有以下功能: (1)频率可在较宽范围内预调的固定频率振荡器; (2)占空比可调节的脉宽调制功能; (3)死区时间校准器; (4)一路或两路具有一定驱动功率的输出图腾柱式电路; (5)禁止、软启动和电流、电压保护功能等。 移相PWM控制器是开关电源的核心部分，其基本原理图如图所示。 1)基准源:芯片内大部分电路由它供电，同时也兼做误差放大器的基准电压输入。 2)振荡器:一般由恒流充电快速放电电路以及电压比较器组成，振荡频率由外接RC 元件所决定。 3)误差放大器:将取样电压vout和基准电压比较放大，送至脉宽调制电路输入端。 4)脉宽调制器:其输入为误差放大器的输出，其输出分为两路，一路送给门电路，另一路送给振荡输入端。 5)分频器:将振荡器的输入分频后输出，控制门电路输出脉冲的频率。 6)门电路:门电路输入分别受分频器和脉宽调制器的输出控制，输出为PWM脉冲波。 本电源采用了专用移相控制芯片UC3879，它能很好的实现移相控制，且具有一个独立的过电流关断电路以实现故障的快速保护。 移相控制芯片UC3875 控制芯片引脚功能介绍 该控制芯片主要设计特点是： (1)可实现0~100%占空比控制； (2)开关频率可达300kHz； (3)两个半桥的输出驱动信号死区时间可单独设置，最小的死区时间可设置为0； (4)输出驱动电路采用图腾柱式输出，最大驱动电流为100mA； (5)可实现电压模式控制或电流模式控制； (6)具有逐周期电流限制功能； (7)具有软启动控制功能； (8)内置10MHz 带宽的误差放大器。 UC3875 引脚功能简述如下： PIN 功能 1 VREF 基准电压 10 VCC 电源电压 2 E/AOUT 误差放大器的输出 11 VIN 芯片供电电源 3 E/A－误差放大器的反相输入 12 PWRGND 电源地 4 E/A＋误差放大器的同相输入 16 FREQSET 频率设置端 5 C/S＋电流检测 17 CLOCK/SYNC 时钟/同步 6 SOFT－START 软起动 18 SLOPE 陡度 7,15 DELAYSETA/B,C/D 输出延迟控制 19 RAMP 斜波 14,13,9,8 OUTA～OUTD 输出A～D 20 GND 信号地 控制方案分析 移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器电压型控制方框图如图。(a)图中Vref、Vf、Ve 分别为输出电压的给定值、反馈值和误差。实际系统中，补偿网络Gv (s)的输入为反馈电压与给定电压的误差量，输出为实际电路的占空比(0 示反馈网络的传递函数； 图 (a)可以进一步等效为(b)图，输出信号Vo(s) 经H(s)得到反馈信号Vf(s)，反馈信号Vf(s)与给定值Vref(s)相减得到误差信号Ve(s)，然后送入框图G(s)中，最后得到输出信号Vo(s)。可以得到闭环传递函数的表达式： 控制电路设计的目标是使开关变换器在各种工况下均能稳定工作，并达到要求的动态性能。本设计是以输出电压作为反馈的电压模式控制，采用PI调节，误差放大器由UC3875内部提供。设计的重点就是PI参数的确定。常用的电压调节器是PI调节器以及PID调节器。通常电压调节器都采用PI调节器，参数简单，设计整定容易。PI调节器电路如图所示，Vref是电压给定信号，Vf是电压反馈信号，R1、R2和C1组成PI补偿网络，传递函数为： 依据图，加上PI环节后，电压环控制系统方框图如图所示。 第4章仿真与参数设计 4、1参数设计 主电路参数设计 本变换器主要的设计指标如下： 输入直流电压：450V； 输出功率：200w； 开关频率：20kHz；输出功率：200W；主电路设计参数： 滤波电容：L=R L(1?D) 2f s ?= 滤波电感：C= 开关器件选择 当前应用最广泛的两种全控型功率开关管是IGBT和MOSFET。与IGBT相比，IGBT是一种高耐压、低导通阻抗、慢速的开关管。正因如此，MOSFET大量用于高频、低压、中小功率的场所;而IGBT更多用于低频、高压、大功率场所。综合考虑两种器件的特点以及本项目的实际要求，选择MOSFET作为主电路的功率开关管。 高频变压器的设计 高频变压器是移相全桥变换器的一个核心器件，所以它的设计和加工非常关键。设 计变压器首先要选择磁心，其次按照功率和电压确定原副方匝比，然后根据工况选择缠 绕线，最后校核窗口面积及温升，确认设计的可行性。 1、磁芯的选择 本装置设计开关频率f=100kHz，变压器工作在高频，为减小损耗，可以选择铁氧体材料。磁心几何尺寸的选择常用面积乘积(AP)法来选择 变压器次级电压： 其中：VD为整流二极管导通压降，取为； VLf为滤波电感压降，取为2V； 考虑到死区和占空比丢失的因素，取D＝ 变压器次级绕组输出功率：P2=200W 变压器功率计算： 其中，η为变压器效率，通常取为98﹪。 根据传输功率，查表《电子变压器手册》计算，选择EE42磁芯。 2、原副边匝数的计算 为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比n应尽可能的大一些。计算出副边电压最小值Vs(min)为式中Vo 是输出电压，VD 是输出整流二极管的通态压降，VLf 是输出滤波电感上的直流压降。 故变压器的原副边变比n 为 考虑到移相控制方案的副边占空比丢失现象，我们选择副边的最大占空比为，则由式可计算出副边电压Vs(min)为 N=300/=15因此，选择变比n=15。 根据传输功率选择EE42 磁芯。开关频率为20kHz，最高工作磁密Bm=，这样副边匝数可由下式决定 其中，Ae 为磁芯的有效导磁截面积。查得，EE42B 的有效截面积Ae=178mm2。 Ds(max)=，Vs(min)=。根据上式计算出副边匝数为取Wsec=18，变压器变比为15，因此原边匝数为270 匝。 3、、确定原边绕组导线线径和股数 在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应，一般要求导线线径小于两倍穿透深度。穿透深度和频率有关，可按下式计算 式中，f 为工作频率，单位为赫兹(Hz)。 本设计中，变压器的工作频率为20kHz，在此频率下的铜导线的穿透深度为Δ=，因此绕组应选线径小于的铜导线。 变压器原边电流最大值为 式中，Po(max)为变压器的最大输出功率，ηtr 为变压器的效率，Vin(min)为输入直流电压的最小值。这里取ηtr=，按式计算，Ip(max)=500/×200)=。在输入电压最低时，取电流密度为 J=5A/mm2[2]，则原边导线总面积为Sp=5A/mm2=。 这里选用5 股线径为的漆包线并绕，5 股线总的导电面积为 需要5 股线径为的线1 根。 4、确定副边绕组导线线径和股数 变压器副边整流方式采用全波整流电路，因此副边每组绕组的最大电流有效值。取电流密度为J=mm2 ，则副边导线总面积为Ss=mm2=。这里选用9股线径为的漆包线并绕，9股导线的导电面积为因此，需要4 根 9 股并绕的漆包线。