模糊控制电机软启动系统毕业设计论文

模糊控制电机软启动系统设计

[摘要]：本系统是以AT89C52单片机为核心的电机软启动模糊控制，由软件生成SPWM波，并基于一种参数自调整模糊控制方法进行变频变压软启动,给出了参数自调整方案，根据模糊原理设计出模糊控制表及模糊控制参数调整表，并由软件控制实现单相和三相的转换。

[关键词]：电机软启动 AT89C52单片机 SPWM 模糊控制参数调整

一、引言：

异步电机由于其结构简单、运行可靠、价格低廉、维护方便、寿命较长等特点被广泛应用于工业、农业生产，但其启动性能较差，启动瞬时电流冲击较大，一般会达到额定电流的4~7倍，有时甚至会达到额定电流的10倍以上，给电机本身、电源及拖动设备造成很大的冲击和伤害，也会影响到同一电网中的其他设备的正常运行。

本文采用单片机技术、模糊控制技术及变频技术进行软启动控制。这样既解决了电动机由于电压降低而使转矩减少的矛盾，同时也克服了电网电压波动过大而造成对其他用电设备的影响。并且本系统通过继电器和软件控制，可实现单相及三相电动机的软启动控制。

二、系统硬件及工作原理：

异步电动机在软启动时，必须要考虑的一个重要因素是：尽量保持电机主磁通为额定值不变。如果磁通弱，电机铁心不能充分利用，电磁转矩变小，负载能力下降，磁通过强，电机处于过励磁状态，电机会因励磁电流过大而严重发热。由电机原理可知，异步电机定子每相电动势的有效值为：

E1 = 4.44f1N1Фm

E1——定子每相感应电动势

f1 ——定子频率

N1——定子每相绕组有效匝数

Фm——每极磁通

由式中可以看到Фm的值由E1/f1决定，但由于E1难以直接控制所以在电动势较高的时候，可以忽略定子漏阻抗压降而以定子相电压U1俩代替，保证U1/f1的比值不变即可。在电动势和频率都较低时，定子电阻压降要比漏抗压降大的多，为了能正常启动，本系统采用软件的方法进行低频补偿，保证补偿后的U1/F1

仍为常数。即在降低电压的同时降低频率，以保证电机启动时有较大的力矩。本系统即采用SPWM控制进行变频变压软启动控制，保持U1/f1不变。

（一）、系统硬件：

本系统的主电路及控制电路如附图（1）所示。

结构简图如下：

1、主电路：

本系统主电路中AC/DC转换采用三相桥式二极管整流电路，二极管采用400V系列可耐压1600V，开关器件采用开关频率较高的绝缘栅双极晶体管IGBT，IGBT为电压型驱动功率模块，但要驱动IGBT需要由足够的电压幅值与电荷量，还必须考虑到控制信号与主回路强电之间的电位隔离。基于以上考虑，本系统采用富士电机的EXB841集成驱动电路。该集成电路抗干扰能力强，集成化程度高，速度快。模块内部集成有光耦、过流检测保护电路、低速关断电路及饱和保护电路等，保护功能完善。可实现对IGBT的最优驱动。驱动电源为一组+20V 电源，需由外部接入。

2、控制电路：

控制电路采用AT89C52 8位单片机作为核心部件，外部扩展1片8253可编程定时器/计数器，1片8155可编程I/O接口，用于扩展LED及键盘，以实现人机对话，1片ADC0809用于对电机转速的采集。

89C52的P1口中的P1.0--P1.5口用于输出SPWM波，与EXB841的控制信号

输入端相连,以驱动IGBT，P1.7口外接蜂鸣器用以对故障及停机的指示。如附图（1），电路逻辑关系保证，当P1口输出为高电平时，对应的集成光耦截止；当P1口输出为低电平时，对应的集成光耦导通。以免在89C52给电复位时，P1口的输出全为高电平，造成直通短路。关于微机控制部分简要说明以下几点：（1）、采样周期由89C52的内部定时器T0定时；

（2）、89C52扩展了一片8253可编程定时器/计数器，其中计数器0、计数器1、计数器2分别定时U、V、W三相的脉宽。由89C52的P2.3口与8253的GATE0、GATE1、GATE2直接相连，用一启动三个定时器定时。任一定时器定时时间到，由定时器的输出端OUT0或OUT1或OUT2经或非门使89C52的INT1有效，发出中断请求信号。在中断服务程序中，查询P2.4、P2.5和P2.6以判断是哪个定时器时间到，以便进行相应的处理；

（3）、单相电动机软启动时，8253就不再工作而改采用89C52内部定时器T1定时脉宽。

（二）、工作原理：

本系统利用软件生成SPWM波，通过电流反馈对逆变器的输出频率进行模糊控制，电流与输出电压有关系，输出电压由调幅比M（调幅比指正弦调制波与三角载波的幅值之比，这里用M表示，调幅比越大输出电压越高）而在一定的载波比N（载波比指正弦调制波与三角载波的周期之比）下，M与频率f有唯一确定的关系，故可通过f来调整M既而控制I。系统开机后由键盘输入电源及电动机相数及额定电压，由软件判断进行单相或三相电动机软启动控制，当进行三相电动机软启动控制时，电源及电动机即如附图（1）所示，将三相电源接入R、S、T端，电动机接入U、V、W端；当进行单相电动机软启动控制时，将单相电源接入R、S端，电动机接入U、V端。需要注意的是一般电容式单相电动机由于低频下不能形成圆磁场，不能顺利的启动，罩极式单相电动机情况较好。故在进行单相电动机软启动控制时，所设初始频率较高为10Hz。

1、由软件生成SPWM信号

（1）、生成原理及控制算法

采样型SPWM法有自然采样法、对称规则采样法和不对称规则采样法之分。不对称规则采样既在三角波的顶点位置A又在底点位置B对正弦波进行采样如下图：

由采样值形成阶梯波，则此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个三角波的周期内的位置是不对称的。利用三角形的相似关系，可以得出下式：

t off =Ts( 1－Msinωt1)/2

t on =Ts( 1+ Msinωt1)/2

t`on =Ts( 1+ Msinωt2)/2

t`off =Ts( 1－Msinωt2)/2

（1）式

不对称规则采样法所形成的阶梯波比对称规则采样法时更接正弦波，并有很多的优点，如：不对称规则采样法在载波比N等于3或3的倍数时逆变器中不存在偶次谐波分量，其高次谐波的幅值也较小。所以本文采用不对称规则采样法。

对于三相逆变器来讲，要求三相输出电压对称，因而要求有三个相位角互差120o的正弦调制波与同一组三角波相交。由于相位差120o相当于一周的1/3因此必须取载波比N为3的整数倍。这样，三相的采样就具有简单的对应关系。当载波比为N时，每一采样周期对应的角度为360o/2N=180o/N，V相落后于U 相120o，即落后于120o/（180o/N）=2N/3个采样周期；而W相超前U相120o，即超前于2N/3个采样周期。所以，对于同一个采样点k,幅值为1的各相电压采样值为

Uu=sin[(k×180°)/N]

Uv=sin{[ (k－2N/3)×180°]/N}

Uw=sin{[ (k+2N/3)×180°]/N}

（2）式

式中，k为采样点的序号

k=0，1，2，3，……，（2N-1）（3）式

根据式以上式子，可以将U、V、W三相的t off、t on和t’off、t’on表达式写成如下形式：

当k为偶数时，既顶点采样时，对于U相有

t u off =Ts{ 1－Msin[(k×180°)/N]}/2

t u on =Ts{ 1+Msin[(k×180°)/N]}/2

（4）式

当k为奇数时，即底点采样时，对于U相有

t u`on =Ts{ 1+Msin[(k×180°)/N]}/2

t u`off =Ts{ 1－Msin[(k×180°)/N]}/2

（5）式

当k为偶数时，既顶点采样时，对于V相有

t v off =Ts{ 1－M sin{[ (k－2N/3)×180°]/N}}/2

t v`on =Ts{ 1+M sin{[ (k－2N/3)×180°]/N}}/2

（6）式

当k为奇数时，即底点采样时，对于V相有

t v`on =Ts{ 1+M sin{[ (k－2N/3)×180°]/N}}/2

t v`off =Ts{ 1－M sin{[ (k－2N/3)×180°]/N}}/2

（7）式

当k为偶数时，既顶点采样时，对于W相有

tｗoff =Ts{ 1－M sin{[ (k+2N/3)×180°]/N}}/2

tｗon =Ts{ 1+M sin{[ (k+2N/3)×180°]/N}}/2

（8）式

当k为奇数时，即底点采样时，对于W相有

tｗ`on =Ts{ 1+M sin{[ (k+2N/3)×180°]/N}}/2

tｗ`off =Ts{ 1－M sin{[ (k+2N/3)×180°]/N}}/2

（9）式

由以上各式即可分别求出U、V、W三相的脉冲宽度。

各式中，采样周期Ts为三角波载波周期的1/2，故Ts与正弦波频率f和载波比N由如下关系：

Ts=1/2Nf

载波比N随频率f分段变化。因此，采样周期Ts与频率f有确定的关系。

式中的M =Uc/Ur， Uc为正弦波峰值Ur为三角波峰值。在一定的N值下，M与f有确定的关系，而它们的关系与U－f曲线有关。变频器工作时，输出线电压有效值与输出频率的关系，即U－f曲线应满足负载的要求。调频的同时相应的改变调幅比M，以改变脉宽，从而改变输出电压U。异步电动机的负载特性较为相似，现设U－f曲线为一条通过原点的斜线如图

这是一种简单的线性关系，可以用数学表达式确定U－F的关系，即而确定M的值。当U－f曲线是不通过坐标原点的直线是，仍然可以用数学表达式确定U－f 的关系，但当U－f曲线为非线性曲线时，则问题要复杂很多。这时可以在不同的M下，对输出电压PWM波进行傅立叶级数分析，求出电压基波有效值U对调幅比M的函数关系。根据这个函数关系以及非线性U－f曲线，就可以建立M与f的函数关系，将M与f的关系制成表格存入E2PROM中，以备查用。

至于正弦函数，可以预先根据不同的N值计算出幅值为1的正弦函数sin （k×180o/N）对应于各k点的值。把计算结果构成表格，称为基准正弦函数表。这样在调频范围内有多少个N值就有多少张基准正弦函数表。当由微机实现控制时，可将个基准正弦函数表存入E2PROM中，以备查用。

由于三相正弦函数具有如式⑵所示的关系，因此，在查表时，用移动查表

指针的方法由同一张基准正弦函数表可以确定出U、V、W三相的正弦值。具体的说，给定频率f，由f所处的范围决定出N的值，然后从与N值对应的一张表中查取某一k值时的sin（k×180o/N）值；将查表的地址指针向后移动2N/3个单元，查得的值即为sin[(k－2N/3)180o/N]值；同理，将查表的地址指针向前移动2N/3个单元，查得的值即为sin[(k＋2N/3)180o/N]值。

当k为偶数时，将以上所得的Ts、M以及三个正弦函数值代入式⑷、⑹、⑻进行运算，就可以得到各相的t off值；当k为奇数时，将所得的Ts、M以及三个正弦函数值代入式⑸、⑺、⑼进行运算，就可以得到各相的t’on值。

（2）、量化方法

由微机实现SPWM控制时，必须对SPWM控制算法的某些量进行量化。

a、采样周期Ts的量化采样周期Ts由89C52内部定时器T0定时。89C52采用6MHz晶振，内部定时器T0的计数频率为振荡器的1/12，故定时器T0的计数速率为0.5MHz,即每2×10-6s（2μs）发出一个计时脉冲。因此，若设在一个采样周期内定时器T0的计数脉冲数为R，则采样周期为

Ts=2×10-6R

因此，使用89C52 内部定时器T0定时采样周期Ts，可将Ts量化为计数脉冲R。而一个采样周期内应有的计数脉冲数R则是由载波比N及频率f决定的，即可得R与f、N的关系如下：

R=106/4Nf

实际上，如后所述，N与f的关系也是确定了的，因此R与f由唯一的对应关系。

由于本系统需要的调频范围是1~60Hz，将f分为五个区段，各区段N与f 的关系如下表：

注：本系统只做出了软启动时需要频段的N值表，如需要其他频段只需要扩大N 值表并存入E2PROM内即可。

b、89C52内部定时器T0定时初值由于89C52内部定时器T0为加法计数

器，当设定为16位计数器即设定位方式1时，采样周期Ts的定时初值为（216－R）。

c、8253定时器/计数器的定时初值 8253计数器0用来定时U相的输出脉宽。当k位偶数时，8253计数器0定时时间应为：

t u off =Ts{ 1－Msin[(k×180°)/N]}/2

当k为奇数时，8253计数器0定时时间应为：

t u`on =Ts{ 1+Msin[(k×180°)/N]}/2

由于8253计数器0的计数时钟输入线是与89C52的地址锁存允许线ALE直接连接的，而89C52采用6MHz晶振，故ALE的输出频率为1MHz，即每1μs发一个计数脉冲送8253定时器0，由前可知，每2μs发一个计数脉冲时，R个计数脉冲就定时一个采样周期，现在是每1us发一个计数脉冲，因此定时同样的采样周期则需要2R个计数脉冲，即Ts=1×10-6×2R。因此，这种情况下如将采样周期量化为计数脉冲，即为：

Ts=2R

将此式代入⑾式可得：

t u off =R－RMsin[(k×180°)/N] k为偶数时

t u`on =R+RMsin[(k×180°)/N] k为奇数时于是，余下得问题就是如何求M和正弦函数的值。

d、调幅比M 当输出电压为U时调幅比为：

M= √2U/Ur

式中，三角波载波峰值Ur是不变的，本例中可取f=50Hz时，M=0.9的条件（注意为了保证电动机的电压不超过额定电压在频率为50~60Hz时M的取值仍为0.9，有恒转矩运行改为恒功率运行）确定：

输出电压为380V时： Ur=√2×380/0.9=597V

U=380f/50

将上两式代入M的表达式得：

M= √2×380×f/（50×597）

输出电压为220V时： Ur=√2×220/0.9=346V

U=220f/50

将上两式代入M的表达式得：

M= √2×220×f/（50×346）

按此式进行计算式时，当f变化时M得变化较小。为此可将M的值扩大256倍，待运算完RM sin（k×180o/N）以后，再缩小256倍（因单片机采用二进制运算为方便其间，扩大28倍）。

e、单位正弦函数sin（k×180o/N）单位正弦函数sin（k×180o/N）的值与载波比N的值及采样点k有关。对与某一个给定的频率值，可根据它所在的频率区段取定出相应的N值；对应于某一N值可计算出k=2N个正弦函数值，将这些正弦函数值作成正弦函数表。本系统中有五个频率区段，则就有五张正弦函数表，由于这些正弦函数值都很小，同样可将它们扩大256倍，作成正弦函数表存入E2PROM中，以备查用，待运算完RM sin（k×180o/N）以后，再将其缩小256倍。

由于单相软启动时SPWM波的生成与三相时相同，故在此不再赘述。

2、模糊控制

模糊控制（FUZZY CONTROL）采用语言变量和模糊集合理论形成控制算法，适合非线性及无法得到精确数学模型的系统，具有较好的快速性，并能很好的适应受控对象的信号变化即鲁棒性较强。

（1）、参数自调整模糊控制器设计

基本模糊控制采用e（采样值和预定值之间的偏差）和ec（偏差的变化量）为输入，输出量则为控制量的变化量（在此以u表示），在经过变量的模糊化、基于不同模糊控制规则的模糊推理、模糊判决等步骤后可以得到一张二维的模糊控制查询表，其关键在于建立一个满意的二维控制表。基本模糊控制其一般只适用于某一类特定的过程，不具有可调参数，没有自适应和自组织能力，无法满足实际系统的要求。例如设转速偏差的变化范围为[+1500r/min，-1500r/min]时，模糊化可将此变量量化到基本论域[+6，-6]之间，而当转速偏差为[+150r/min，-150r/min]时，对应的模糊集论域为[+0，-0]，显然基本模糊控制器的精度是很差的。为了提高系统精度、减小超调量，采用调整比例因子、量化因子的方法，通过在线调整参数改善系统的响应速度，提高精度。由于控制系统在控制的各个极端呈现出不同的特点，故应对不同的阶段进行不同的控制策略。合理的改善基本模糊控制器中的量化因子K1、K2和比例因子Ku对控制器有很大的控制作用，因此在不同的阶段调整它们的大小可提高控制系统的性能。调整的原则

是误差较大和误差变化较大时，采用“粗调”控制，误差较小和误差变化较小时，采用“细调”控制。这样就可以满足动静的双重要求了。系统原理图如下图：

a、模糊控制表的设计

把系统的偏差e和偏差变化ec作为基本模糊控制器的输入，将它们的论域定为[-6，+6]。偏差e分为14个档，即-6~+6（含-0，+0），偏差变化ec划分13档，即-6~+6，输出量u的变化范围为[-7，+7]，分为15档，即-7~7。

为了将以上三个连续变量离散化，我们将e分成八个级别，每个级别对应一个语言变量。分别为PB（正大）、PM（正中）、PS（正小）、PZ（正零）、NZ （负零）、NS（负小）、NM（负中）、NB（负大）。同理我们将偏差变化ec和输出u分为七个级别，分别为PB（正大）、PM（正中）、PS（正小）、ZO（零）、NS（负小）、NM（负中）、NB（负大）。

设偏差e、偏差变化ec和输出u的离散变量分别为E、EC和U，根据控制规则可以构成控制规则表1如下：