基于等效电路模型的APD特性分析

APD偏压电路的最佳设计_外文翻译

APD偏压电路的最佳设计 孙纯生，秦世桥，王兴书，朱冬华 1 .国防科技大学光电科学与技术学院，中国长沙410073 2 . 海军工程大学装备工程部，中国武汉430033 本文提出了一种基于温度补偿和负载电阻补偿的雪崩光电二极管（APD）反向偏压控制方法，并详细的分析了背景光和负载电阻对雪崩光电二极管检测电路的影响。为雪崩光电二极管偏置电路的设计建立了一种理想的温度补偿和负载电阻补偿模型。据预测，这种控制方法特别适用于车辆使用的激光测距仪。实验结果证实，本文提出的设计可以很大程度的改善测距仪的性能。 雪崩光电二极管（APD）的特点是具有很高的量子效率和教大的内部增益，这可以很大程度的降低对前置放大电路性能的要求，并能提高检测电路的信噪比(SNR)。因此，它具有很广泛的用途，如光纤通信、激光测距仪、微弱信号探测器等。为了使检测电路能获得最佳检测性能，APD的外部电压需要接近最佳倍增因子时的电压。由于最佳倍增因子是许多因数的复函数，如:外部温度、背景光通量、放大器噪声和系统带宽，因此需要设计一个复杂的反馈控制电路及时的调整雪崩光电二极管的偏压。当然这就增加了开销。本文介绍了一种简单的、避免高开销的方式，就是确保温度补偿的同时给APD偏置电路选择一个合适的负载电阻。通过这种方式，背景光对雪崩光电二极管检测电路造成的不良影响可在一定程度上得到补偿，并且检测电路抗背景光能力得到了改善。在这种方法基础上为汽车防撞设计的激光测距仪能很好地满足系统的要求。 APD激光检测电路的主要噪声源包括检测器噪声、负载电阻噪声、放大电路前端噪

声，还有背景光电流和信号光电流造成的散粒噪声。当前的信噪比可以按照下列方程式计算： （１） 方程1右边分子部分是光信号电流。方程1右边分母部分是噪声电流，包括三个方面。第一项是背景光电流和信号光电流造成的散粒噪声，第二项是检测器噪声，最后一项是负载电阻噪声和跟随放大电路的等效噪声。在方程中，s P 代表检测器接收到的光信号功率，M 是APD 的倍增增益，o R 是当M=1时的电流灵敏度，e 是电子的电荷量，等于1.602×10-19C ，B 是检测电路的通频带宽，b P 是检测器收到的背景光功率，A F 是APD 的过量噪声系数，ds i 是APD 表面漏电流，db i 是负载漏电流，K 是玻耳兹曼常数，等于1.3807 × 10-23 JK-1，T 是检测器负载电阻的温度(K)，l R 是检测器的负载电阻(Ω)，n F 是放大电路的等效输入噪声系数。 由于实际使用中M 是远远大于1的，暗电流可表示为d i ≈M db i ，而APD 过量噪声因子 A F =kM +(1-k )(2-1/M )≈2+kM 。在这一近似条件下，当d (i SNR )/dM =0，i SNR 达到其最大值且倍增因子达到最佳，可表示为: （２） 方程2中符号和方程1中符号的含义相同。我们知道，最佳倍增因子是外部温度、光信号功率、背景光功率，APD 噪声、光谱灵敏度、放大器噪声和系统带宽的函数。此外，特别是APD 内部结构决定了其倍增增益M 随工作温度变化而变化。用温度系数T C 来描述这种影响。对于C30737系列的APD ，T C 为 0.6 V/℃，这意味着在相同条件下，当APD 的工作温度增加1℃，为了维持APD 倍增因子不变偏压需要增加0.6 V 。 从前面一段的分析，我们知道，电路温度和背景光补偿旨在控制偏压，以便在不同SNR

等效电路模型参数在线辨识

第四章 等效电路模型参数在线辨识 通过第三章函数拟合的方法可以确定钒电池等效电路模型中的参数，但是在实际运行过程中模型参数随着工作环境温度、充放电循环次数、SOC 等因素发生变化，根据离线试验数据计算得到的参数值估算电池SOC 可能会造成较大的估计误差。因此，在实际运行时，应对钒电池等效电路模型参数进行在线辨识，做出实时修正，提高基于模型估算SOC 的精度。 4.1 基于遗忘因子的最小二乘算法 参数辨识是根据被测系统的输入输出来，通过一定的算法，获得让模型输出值尽量接近系统实际输出值的模型参数估计值。根据能否实时辨识系统的模型参数，可以将常用的参数辨识方法分为离线和在线两类，离线辨识只能在数据采集完成后进行，不能对系统模型实时地在线调整参数，对于具有非线性特性的电池系统往往不能得到满意的辨识结果；在线辨识方法一般能够根据实时采集到的数据对系统模型进行辨识，在线调整系统模型参数。常用的辨识方法有最小二乘法、极大似然估计法和Kalman 滤波法等。因最小二乘法原理简明、收敛较快、容易理解和掌握、方便编程实现等特点，在进行电池模型参数辨识时采用了效果较好的含遗忘因子的递推最小二乘法。 4.1.1 批处理最小二乘法简介 假设被辨识的系统模型： 12121212()()()1n n n n b z b z b z y z G z u z a z a z a z ------+++==++++L L （4-1） 其相应的差分方程为： 1 1 ()()()n n i i i i y k a y k i b u k i ===--+-∑∑（4-2） 若考虑被辨识系统或观测信息中含有噪声，则被辨识模型式（4-2）可改写为： 1 1 ()()()()n n i i i i z k a y k i b u k i v k ===--+-+∑∑（4-3） 式中， ()z k 为系统输出量的第k 次观测值；()y k 为系统输出量的第k 次真值，()y k i -为系统输出量的第k i -次真值；()u k 为系统的第k 个输入值，()u k i -为 系统的第k i -个输入值；()v k 为均值为0的随机噪声。

太阳能电池等效电路分析

?太阳能电池等效电路分析 ?引言 太阳能电池是利用光伏效应直接将光能转换为电能的器件。其理想等效电路模型是一个电流源和一个理想二极管的并联电路，其输出特性可以用J-V曲线图表示。如图1（略）。 在实际器件中，由于表面效应、势垒区载流子的产生及复合、电阻效应等因素的影响，其电流电压特性与理想特性有很大差异，这是因为理想模型不能正确反映实际器件的特点。实际模型采用串联电阻及并联电阻来等效模拟实际器件中的各种非理想效应的影响。本文针对太阳电池的等效电路模型，利用Matlab软件建立了仿真模块，模拟了太阳电池各输出参数受其内部电阻影响的程度。 太阳能电池等效电路分析 实际太阳电池等效电路如图2所示，由一个电流密度为JL的理想电流源、一个理想二极管D和并联电阻Rsh，串联电阻Rs组合而成。Rsh为考虑载流子产生与复合以及沿电池边缘的表面漏电流而设计的一个等效并联电阻，Rs 为扩散顶区的表面电阻、电池体电阻及上下电极之间的欧姆电阻等复合得到的等效串联电阻。太阳电池两端的电压为V，流过太阳电池单位面积的电流为J。由图2可以得出其电流电压关系（公式略）： 式中，Js——二极管反向饱和电流密度。当太阳电池两端开路时，即负载阻抗为无穷大时，通过太阳电池的净电流J 为零，此时的电压为太阳电池的开路电压VOC。在(1)式中令J=0，则有（公式略） (2)式表明，开路电压不受串联电阻Rs，的影响，但与并联电阻Rsh有关。可以看出，Rsh减小时，开路电压VOC 会随之减小。 太阳电池两端短路即负载阻抗为零时，电压V为零，此时的电流为短路电流密度Jsc。在(1)式中令V=0，并且考虑到一般情况下R<

APD偏压电路的最佳设计 - 外文翻译

APD偏压电路的最佳设计 - 外文翻译 APD偏压电路的最佳设计 孙纯生，秦世桥，王兴书，朱冬华 1 .国防科技大学光电科学与技术学院，中国长沙410073 2 . 海军工程大学装备工程部，中国武汉430033 提出了一种基于温度补偿和负载电阻补偿的雪崩光电二极管反向偏压控制方法，并详细的分析了背景光和负载电阻对雪崩光电二极管检测电路的影响。为雪崩光电二极管偏置电路的设计建立了一种理想的温度补偿和负载电阻补偿模型。据预测，这种控制方法特别适用于车辆使用的激光测距仪。实验结果证实，提出的设计可以很大程度的改善测距仪的性能。 雪崩光电二极管的特点是具有很高的量子效率和教大的内部增益，这可以很大程度的降低对前置放大电路性能的要求，并能提高检测电路的信噪比(SNR)。因此，它具有很广泛的用途，如光纤通信、激光测距仪、微弱信号探测器等。为了使检测电路能获得最佳检测性能，APD的外部电压需要接近最佳倍增因子时的电压。于最佳倍增因子是许多因数的复函数，如:外部温度、背景光通量、放大器噪声和系统带宽，因此需要设计一个复杂的反馈控制电路及时的调整雪崩光电二极管的偏压。当然这就增加了开销。介绍了一种简单

的、避免高开销的方式，就是确保温度补偿的同时给APD偏置电路选择一个合适的负载电阻。通过这种方式，背景光对雪崩光电二极管检测电路造成的不良影响可在一定程度上得到补偿，并且检测电路抗背景光能力得到了改善。在这种方法基础上为汽车防撞设计的激光测距仪能很好地满足系统的要求。 APD激光检测电路的主要噪声源包括检测器噪声、负载电阻噪声、放大电路前端噪 声，还有背景光电流和信号光电流造成的散粒噪声。当前的信噪比可以按照下列方程式计算： 方程1右边分子部分是光信号电流。方程1右边分母部分是噪声电流，包括三个方面。第一项是背景光电流和信号光电流造成的散粒噪声，第二项是检测器噪声，最后一项是负载电阻噪声和跟随放大电路的等效噪声。在方程中，Ps代表检测器接收到的光信号功率，M是APD的倍增增益，Ro是当M=1时的电流灵敏度，e是电子的电荷量，等于×10-19C，B是检测电路的通频带宽，Pb是检测器收到的背景光功率，FA是APD的过量噪声系数，ids是APD表面漏电流，idb是负载漏电流，K是玻耳兹曼常数，等于× 10-23 JK-1，T 是检测器负载电阻的温度(K)，Rl是检测器的负载电阻(Ω)，Fn是放大电路的等效输入噪声系数。 M 于实际使用中M是远远大于1的，暗电流可表示为

感应同步器的部分元等效电路模型

第30卷第6期中国电机工程学报Vol.30 No.6 Feb.25, 2010 2010年2月25日Proceedings of the CSEE ?2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 105 文章编号：0258-8013 (2010) 06-0105-07 中图分类号：TM 383 文献标志码：A 学科分类号：470·40 感应同步器的部分元等效电路模型 刘承军，邹继斌 (机器人技术与系统国家重点实验室(哈尔滨工业大学)，黑龙江省 哈尔滨市 150001) Partial Element Equivalent Circuit Model of Inductosyn LIU Cheng-jun, ZOU Ji-bin (State Key Laboratory of Robotic Technology and System (Harbin Institute of Technology), Harbin 150001, Heilongjiang Province, China) ABSTRACT: The mathematical model of output voltage is the theoretical basis for analyzing the errors of inductosyn and optimizing design of windings. For the current misdistribution caused by contiguity effect between the exciting windings not being taken into account in traditional mathematical model, the bigger calculation error of harmonic voltages is brought out when the high frequency alternating current flows in the exciting windings. A mathematical model of output voltage based on partial element equivalent circuit (PEEC) method was built, on the basis of which, current distribution characteristic of exciting windings was studied, the output voltages of induction windings were calculated in condition of different exciting frequency and different configuration parameters. The method to eliminate harmonic voltages was proposed by analyzing harmonic component of position function. The accuracy of the model was verified by experiment. KEY WORDS: inductosyn; mathematical model; output voltage; equivalent circuit 摘要：输出电势的数学模型是分析感应同步器误差及进行绕组优化设计的理论基础。传统的数学模型未考虑激磁绕组邻近效应引起的电流分布不均对输出电势的影响，从而会在高频下带来较大的谐波电势计算误差。建立了基于部分元等效电路方法的输出电势数学模型，研究激磁绕组的电流分布特性，计算了激磁绕组在不同工作频率、不同结构参数下感应绕组的输出电势，分析其位置函数的谐波成分，并提出消除谐波电势的途径。最后通过实验验证了模型的准确性。 关键词：感应同步器；数学模型；输出电势；等效电路 0 引言 感应同步器是一种高精度的位置传感器，被广泛应用于惯导测试系统中。感应同步器各种误差的分析和计算都依赖于输出电势的准确计算，所以建立感应同步器输出电势的数学模型具有重要的意义。目前，输出电势的模型，如长线分布参数模型和谐波电势模型等[1-2]，一般都假设导体截面上各点电流是均匀分布的，而实际上由于电流在导片内的趋肤效应、相邻导片的邻近效应和相间隔导片电流的斥流效应，电流在导片中分布不均匀，且频率越高，不均匀性越严重。 部分元等效电路(partial element equivalent circuit，PEEC)是一种有效的电路建模和参数提取方法，最初由IBM公司的Ruehli于20世纪70年代在计算复杂集成电路的电感时提出[3-6]，后被广泛应用于集成电路和PCB布线时部分参数的计 算[7-11]。经过30多年的发展，延迟时间[12-13]、电介质单元[14]及非正交单元几何公式[15-16]的引入，使部分元等效电路方法成为一种多用途的电磁求解方法。PEEC方法从积分形式的麦克斯韦方程出发，将大尺寸导体分割成适当数量的小导体(部分电路单元)，计算出各部分电路单元的部分电感、部分电容以及各单元之间的互感和互容，最后将部分电路单元构成等效电路进行电路模拟，从而将复杂形状导体的电磁场求解问题转换为等效电路的建立和分析问题。PEEC方法综合考虑了趋肤效应、邻近效应等因素的影响[17]，可以准确地计算感应同步器在不同结构参数下的阻抗分布，分析定子绕组和转子绕组在不同工作频率下的绕组电流分布，进而得到了定子绕组的输出电势。本文用PEEC方法对感应同步器输出电势进行建模研究，分析输出电势位置函数的谐波组成，并通过实验验证该模型的准确性。 基金项目：国家自然科学基金项目(50777012)。 Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50777012).

太阳能电池等效电路

太阳能电池等效电路 图1.1是利用P/N 结光生伏特效应做成的理想光电池的等效电路图，图中把光照下的p-n 结看作一个理想二极管和恒流源并联，恒流源的电流即为光生电流I L ，R L 为外负载。I L 的能力通过p-n 结的结电流I j 用二极管表示。这个等效电路的物理意义是：太阳能电池光照后产生一定的光电流I L ，其中一部分用来抵消结电流I j ，另一部分即为供给负载的电流I R 。其端电压V 、结电流I 以及工作电流I 的大小都与负载电阻R 有关，但负载电阻并不是唯一的决定因素。如上所述，I 的大小为 j L I I I -= （1-1） 根据扩散理论，二极管结电流I j 可以表示为 )1(0-=kT qV j j e I I （1-2） 将式（2-2）代入（2-1），得 )1(0--=kT qV L j e I I I （2-3） 实际的太阳能电池，由于前面和背面的电极和接触，以及材料本身具有一定的电阻率，基区和顶层都不可避免的要引入附加电阻。流经负载的电流，经过它们时，必然引起损耗。在等效电路中，可将它们的总效果用一个串联电阻R S 来表示。由于电池边沿的漏电和制作金属化电极时，在电池的微裂纹、划痕等处形成的金属桥漏电等，使一部分本应通过负载的电流短路，这种作用的大小可用一并联电阻R SH 来等效。则实际的光电池的等效电路如图1.2所示[17-20] 。p-n 结光生伏特效应最主要的应用是作为太阳能电池。太阳辐射的光能有一个光谱分布，禁带宽度越窄的半导体，可以利用的光谱越广。但是，禁带宽度E g 太小的话相应能产生的光电动势又会比较小。反之，E g 大的半导体，虽然V OC 可以提高，但可以利用的太阳光谱范围就会比较小[35]。也就是说，开路电压V oc 随E g 的增大而增大，但另一方面，短路电流密度J SC 随E g 的增大而减小。结果是可期望在某一个确定的E g 处出现太阳能电池效率的峰值。因此如何充分合理的利用太阳能资源，是一个太阳能电池生产商面临的关键技术问 图 1.2 太阳能电池的实际等效电路 Fig.1.2 Equivalent circuit of the actual solar cell

20170420-实际变压器的等效电路模型

实际变压器的等效电路模型 普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士 实际变压器中的铁芯，其导磁率虽然很高，但并不是无限大，另外由外部电流所产生的磁场也并不能全部分布在铁芯内部，而总会有一小部分分布到铁芯周围的空气中。所以实际的变压器，其等效电路模型与（1）式所表示的会有一些区别。 s p p s N N i i //=p s p s N N v v //= （1） 下面先来看看在漏磁可以忽略，但铁芯导磁率μ为有限这一情况下的变压器等效电路模型。 图1：变压器结构 当铁芯的导磁率μ有限时，从图1及磁路KVL 定律可得： s s p p c i N i N R ?=Φ 故铁芯中的磁通为： ）（s s p p c i N i N R ?=Φ1 再因为： dt d N v p p Φ= ，dt d N v s s Φ= 所以有： dt L i N N i dt d R N v p mp s p s p c p p m 2di ][=?= （2） s p s p N N v v = （3） 其中：m c p c p mp l A N R N L 22μ==，为变压器原边绕组的电感量，也叫原边的激磁电感。

s p s p mp i N N i i ?=，为变压器原边激磁电感中的电流，称为变压器原边的激磁电流。 观察方程（2）和（3），发现在铁芯导磁率有限且忽略漏磁时的变压器等效电路模型，可用图2表示。由该等效电路可以看出，此时的变压器模型实际上可以看作是由匝比为Np:Ns 的理想变压器（如红色虚线框所示）和原边激磁电感Lmp 并联所成。 图2： 变压器的实际等效电路（1） 从图2还可以看出，如果变压器的副边开路，即i s =0，那么变压器的原边就等效为一个激磁电感Lmp ，所以变压器原边的激磁电感可以通过电桥进行测试，测试时只要将变压器的副边开路，在变压器的原边测量其电感就可。 事实上，任何变压器在原边都有一个激磁电感。在开关电源中，其功率变压器所允许的这个激磁电感大小往往与变换器的拓扑有关，在有些拓扑中（如对称驱动的半桥变换器、全桥变换器），其变压器的激磁电感可以非常大，因而在这些拓扑中的变压器可采用高导磁率的铁芯，而且不用加气隙；在有些拓扑中（如反激变换器、不对称半桥变换器），其变压器的激磁电感不能很大，所以在这些拓扑中的变压器要加上一定的气隙或采用导磁率相对低一些的铁芯。激磁电感虽然是变压器由于铁芯导磁率不是很高而引入的一个等效参数，但在开关电源的不少拓扑中，且可以采用这个激磁电感来实现别的功能，如在不对称半桥变换器和有源去磁正激变换器中，可用这个激磁电感来实现原边MOSFET 的ZVS ；在半桥或全桥LLC 变换器中，可用这个激磁电感来实现谐振工作方式等等。 除了激磁电感外，变压器铁芯中的磁通还会有一小部分漏到铁芯外面，形成所谓的漏磁。图3 (a)是包含漏磁时的变压器示意图，图3(b)是将原边和副边的漏磁分别用两个小电感表示 v (a) (b) 图3：包含漏磁时的变压器结构示意图

交流阻抗等效电路电化学元件介绍

Zahner EIS等效电路元件 交流阻抗技术（EIS）已经成为现代电化学技术中重要的研究方法。交流阻抗谱包含了非常丰富的信息，可以准确的表征扩散过程，电容特性等。在对交流阻抗谱进行分析时，需要建立正确的模型，通过对模型的分析可以拟合出各种条件下电化学过程的行为，从而为产品的研发提供可靠的数据。这些模型是由等效电路构成，而等效电路是由常用的无源的电学元件（电阻，电容，电感）和分布式的电化学元件（常相位角，Warburg等）通过串联和并联的方式构成，这些元件具有科学上的意义，由它们组成的等效电路就成为分析EIS谱图的理论基础。 下面的表格中罗列了三种常见的无源电学元件：电阻，电感，电容的阻抗表达公式以及在Bode图中阻抗模量和相位的特征曲线及在Nyquist图中实部和虚部的呈现形式。表中最后加入了电化学元件- Warburg 半无限扩散，作为重要的电化学元件的一个例子。 除上面常用的常用元件外，Zahner EIS等效电路的其他电化学元件罗列如下，并加以简单介绍，这样方便大家在建立模型和进行分析时参考！

有限薄层扩散是指滞流层厚度为有限值，在等效电路中有两个参数：W 和K，W 和半无限Warburg 阻抗一样，单位为?S -1/2 ，K 表征的是相对于滞流层厚度的扩散，单位是S -1 。 d N =滞流层厚度 , D k = 扩散常数 有限厚度阻挡层扩散阻抗（也称为Warburg-T 元件），在EIS 等效电路中有两个参数：W 和K，W 和半无限Warburg 阻抗一样，单位为?S -1/2 ，K 表征的是相对于阻挡层距离的扩散，单位是S -1 。 ds =阻挡层厚度, Dk = 扩散常数 Nernst impedance Nernst 有限厚度薄层扩散阻抗 Nyquist 图的高频部分(左侧)表现出和无限扩散的Warburg 一样的特性，是一条斜线。 低频部分(右侧)表现出RC 的半圆弧特性。 Finite Diffusion 有限厚度阻挡层扩散阻抗 Nyquist 图的高频部分(左侧)表现出和无限扩散的Warburg 一样的特性，是一条斜线。 低频部分(右侧)表现出电容的特性。

交流阻抗之详解电解池等效电路和极化

交流阻抗之详解电解池等效电路和极化 1.四个基本电极过程： 电化学反应、反应物和产物扩散，溶液中离子迁移,电极界面双层的充放电。 电化学反应表现为电化学反应电阻Rr(纯电阻) Z f、Z f’分别表示两电极的交流阻抗（电化学阻抗或法拉第阻抗） a)电化学极化交流阻抗 如果电极过程由电化学步骤控制，则通过交流电时不会出现反应粒子的浓度极化，此时法拉第阻抗只包括电阻项，采用大面积电极时，电解池等效电路可表示为： 图二、只有电化学极化的电解池等效电路 即电解池的法拉第阻抗Z f就等于反应电阻Rr，在电学知识中

i. 纯电阻R 的阻抗为R ，纯电容C 的阻抗为1/j ωc= -j/ωc,纯电感L 的阻抗为j ωL;式中j 为(-1)1/2，ω为正弦波角频率ω=2πf ，f 为正弦波频率 ii. 阻抗用Z 表示，阻抗的倒数称导纳，用Y 表示，即Y=1/Z ，因此纯电阻导纳Y=1/R ，纯电容导纳为Y=j ωC,纯电感导纳为Y=1/j ωL. iii. 电阻电容电感等元件串联组合时，总阻抗为各元件阻抗的复数和,各元件并联组合时，总的导纳为各元件导纳的复数和。 因此图2的总阻抗为： Z=R L + =R L + =R L + = R L + — (1-1) 如测量中溶液电阻不能补偿，则总电路图可用一模拟电路（电解池可用一串联电路模拟） 图3.电解池串联模拟电路 由(3)可知其阻抗Z ’=R S + Cs j ω1= R S -Cs j ω (1-2) 因总阻抗相等，即Z=Z ’,所以式1-1和式1-2的实部与虚部分别相等，即 Rs=R L + 将1—3整理得 在1—5中，以 对ω 截距可求得Rr ，斜率可求得1 1/Rr+j ωCd Rr 1+ j ωCdRr Rr (1- j ωCdRr) 1+ ω2Cd 2Rr 2 Rr 1+ ω2 Cd 2 Rr 2 j ωCdRr 2 1+ ω2Cd 2Rr 2 Rr 1+ ω2Cd 2Rr 2 1 Rs —R L 1 Rs —R L

【转帖】分析电路的四大常用方法

电子电路图用来表示实际电子电路的组成、结构、元器件标称值等信息。通过电路图可以知道实际电路的情况。这样我们在分析电路时，就不必把实物翻来覆去地琢磨，而只要拿着一张图纸就可以了。在设计电路时，也可以从容地纸上或电脑上进行，确认完善后再进行实际安装，通过调试、改进，直至成功。我们更可以应用先进的计算机软件来进行电路的辅助设计，甚至进行虚拟的电路实验，大大提高工作效率。 给大家总结了四大常用的分析电路的方法，以及每种方法适合的电路类型和分析步骤。 1、时间常数分析法 时间常数分析法主要用来分析R,L,C和半导体二极管组成电路的性质，时间常数是反映储能元件上能量积累快慢的一个参数，如果时间常数不同，尽管电路的形式及接法相似，但在电路中所起的作用是不同的。常见的有耦合电路，微分电路，积分电路，钳位电路和峰值检波电路等。 2、频率特性分析法 频率特性分析法主要用来分析电路本身具有的频率是否与它所处理信号的频率相适应。分析中应简单计算一下它的中心频率，上下限频率和频带宽度等。通过这种分析可知电路的性质，如滤波，陷波，谐振，选频电路等。 3、直流等效电路分析法 在分析电路原理时，要搞清楚电路中的直流通路和交流通路。直流通路是指在没有输入信号时，各半导体三极管、集成电路的静态偏置，也就是它们的静态工作点。交流电路是指交流信号传送的途径，即交流信号的来龙去脉。

在实际电路中，交流电路与直流电路共存于同一电路中，它们既相互联系，又互相区别。 直流等效分析法，就是对被分析的电路的直流系统进行单独分析的一种方法，在进行直流等效分析时，完全不考虑电路对输入交流信号的处理功能，只考虑由电源直流电压直接引起的静态直流电流、电压以及它们之间的相互关系。 直流等效分析时，首先应绘出直流等效电路图。绘制直流等效电路图时应遵循以下原则：电容器一律按开路处理，能忽略直流电阻的电感器应视为短路，不能忽略电阻成分的电感器可等效为电阻。取降压退耦后的电压作为等效电路的供电电压;把反偏状态的半导体二极管视为开路。 4、交流等效电路分析法 交流等效电路分析法，就是把电路中的交流系统从电路分分离出来，进行单独分析的一种方法。 交流等效分析时，首先应绘出交流等效电路图。绘制交流等效电路图应遵循以下原则：把电源视为短路，把交流旁路的电容器一律看面短路把隔直耦合器一律看成短路。

实验十二用三表法测量交流电路等效参数

实验十二用三表法测量交流电路等效参数 Pleasure Group Office【T985AB-B866SYT-B182C-BS682T-STT18】

实 验报告 一、实验目的 1. 学会用交流电压表、 交流电流表和功率表测量元件的交流等效参数的方法 2. 学会功率表的接法和使用 二、原理说明 1. 正弦交流激励下的元件值或阻抗值，可以用交流电压表、交流电流表及功率表，分别测量出元件两端的电压U ，流过该元件的电流I 和它所消耗的功率P ，然后通过计算得到所求的各值，这种方法称为三表法，是用以测量50Hz 交流电路参数的基本方法。 计算的基本公式为 阻抗的模 │Z │= U I 电路的功率因数 cos φ= P UI 等效电阻 R ＝P I 2 等效电抗 X=│Z │sin φ 如果被测元件是一个电感线圈，则有： X= XL=│Z │sin φ= 2πf L 如果被测元件是一个电容器，则有： X= X C =│Z │sin φ= 1 2πfc 2. 阻抗性质的判别方法： 在被测元件两端并联电容或串联电容的方法来加以判别，方法与原理如下： (1) 在被测元件两端并联一只适当容量的试验电容, 若串接在电路中电流表的读数增大，则被测阻抗为容性，电流减小则为感性。 (a) (b) 图12-1 并联电容测量法

图12-1(a)中，Z 为待测定的元件，C ’为试验电容器。(b)图是(a)的等效电路，图中G 、B 为待测阻抗Z 的电导和电纳，B'为并联电容C ’的电纳。在端电压有效值不变的条件下，按下面两种情况进行分析： ① 设B ＋B ’＝B"，若B ’增大，B"也增大，则电路中电流I 将单调地上升，故可判断B 为容性元件。 ② 设B ＋B ’＝B"，若B ’增大，而B"先减小而后再增大，电流I 也是先减小后上升，如图5-2所示，则可判断B 为感性元件。 I I 2 I g B 2B B ’ 图5-2 I-B'关系曲线 由上分析可见，当B 为容性元件时，对并联电容C ’值无特殊要求；而当B 为感性元件时，B ’<│2B │才有判定为感性的意义。B ’>│2B │时， 电流单调上升，与B 为容性时相同，并不能说明电路是感性的。因此B ’<│2B │是判断电路性质的可靠条件，由此得判定条件为 C ’= 2B ω (2) 与被测元件串联一个适当容量的试验电容，若被测阻抗的端电压下降，则判为容性，端压上升则为感性，判定条件为 1ωC ’ <│2X │ 式中X 为被测阻抗的电抗值，C ’为串联试验电容值，此关系式可自行证明。 判断待测元件的性质，除上述借助于试验电容C'测定法外还可以利用该元件电流、电压间的相位关系，若i 超前于u ，为容性；i 滞后于u ，则为感性。 三、实验设备

三表法测量电路等效参数

三表法测量电路等效参数 实验目的： 1. 学会用交流电压表、 交流电流表和功率表测量元件的交流等效参数的方法。 2. 学会功率表的接法和使用。 原理说明： 1. 正弦交流信号激励下的元件值或阻抗值，可以用交流电压表、 交流电流表及功率表 分别测量出元件两端的电压U 、流过该元件的电流I 和它所消耗的功率P ，然后通过计算得 到所求的各值，这种方法称为三表法， 是用以测量50Hz 交流电路参数的基本方法。 计算的基本公式为： 阻抗的模I U Z = ， 电路的功率因数 cos φ＝UI P 等效电阻 R ＝ 2I P ＝│Z │cos φ， 等效电抗 X ＝│Z │sin φ 或 X ＝X L ＝2πfL ， X ＝Xc ＝fC π21 2. 阻抗性质的判别方法：可用在被测元件两端并联电容或将被测元件与电容串联的方法 来判别。其原理如下： （1）在被测元件两端并联一只适当容量的试验电容, 若串接在电路中电流表的读数增大， 则被测阻抗为容性，电流减小则为感性。 图1(a)中，Z 为待测定的元件，C'为试验电容器。(b)图是(a)的等效电路，图中G 、B 为 待测阻抗Z 的电导和电纳，B'为并联电容C' 的电纳。 图1 在端电压有效值不变的条件下，按下面两种情况进行分析： ① 设B ＋B'＝B"，若B'增大，B"也增大，则电路中电流I 将单调地上升，故可判断B 为 容性元件。 ② 设B ＋B'＝B"，若B'增大，而B"先减小而后再增大，电流I 也是先减小后上升，如图 15-2所示，则可判断B 为感性元件。 由以上分析可见，当B 为容性元件时，对并联电容C'值无特殊要求；而当B 为感性元件 时，B'<│2B │才有判定为感性的意义。B'>│2B │时，电流单调上升，与B 为容性时相同，

第二单元 电力系统各元件的数学模型

第二单元电力系统各元件的数学模型 练习题 一、选择题（每小题至少有一个正确答案） 1．一台容量为20MV A的115.5kV/10.5kV的降压变压器高压侧一次侧电流为（）。 A．100A B．171.9A C．1.004A D．1.719A 2．取基准容量为100MV A，110kV线路一次阻抗为40Ω，如果采用近似计算法，其标幺值（）。A．0.302 B．0.330 C．5290 D．4840 3．取基准容量为100MV A，容量为20MV A的110kV/11kV降压变压器，其短路电压百分数为10.5%，如采用近似计算法，其短路电抗标幺值为（）。 A．0.525 B．0.021 C．1.004 D．1.719 4．取基准容量为100MV A，一台600MW发电机的功率因数为0.85，额定电压为20kV，次暂态电抗值为0.112，如采用近似计算法，其标幺值为（）。 A．0.01587 B．0.672 C．0.01877 D．0.7906 5．描述线路中储存磁场能量的参数（）。 A．电阻B．电感C．电源D．电容 6．在三相对称电路中，基准值通常取（）。 A．线电压B．相电压C．三相视在功率D．三相有功功率 7．变压器等效电路中的电纳与线路等效电路中的的电纳性质不同，具体的说就是（）。A．线路消耗的是容性无功B．变压器消耗的是感性无功 C．变压器的电纳是感性的D．线路的电纳是容性的 8．三绕组变压器的结构，通常将高压绕组放在（）。 A．内层B．中间层C．外层D．独立设置 9．三相导线的几何均距越大，则导线的电抗（）。 A．越大B．越小C．不变D．无法确定 10．变压器的电导参数G T，主要决定于哪一个实验数据（）。 A．?P0B．?P K C．U K% D．I0% 11．当功率的有名值为时（功率因数角为φ）取基准功率为S n，则有功功率的标幺值为（）。 A．B．C．D． 12．相同截面的导线，使用的电压等级越高，其电阻（）。 A．一样B．越大C．越小D．都不对

20170419-理想变压器的等效电路模型

理想变压器的等效电路模型 普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士 理想变压器，是我们电路中非常熟悉的一个元件。既然图1是一个实际变压器的物理结构，那么它在理想情况下的等效电路模型又会是怎样呢？假定组成图1磁元件的铁芯具有非常大的导磁率，即μ→无穷，且由外部电流产生的全部磁场均均匀地分布在铁芯内。 (a) 方形铁芯 (b) 环形铁芯 图1： 单输出变压器的物理结构 因为：→∝μ 所以：01→= c m c A l R μ 所以：02211→+i n i n 或有： 2 1 12n n i i ?= （1） 再由法拉第电磁感应定律，可得： dt d n v Φ=11 ，dt d n v Φ =22 故有： 1 2 12n n v v = （2） 从方程（1）和（2 ），可得图1变压器在理想情况下的等效电路，如图2(a)所示。 (a) (b) 图2： 理想变压器的等效电路模型

由于方程（1）中有一个负号，故也可采用图2(b)来表示理想变压器的等效电路模型，它与图2(a)的区别是电流i 2的参考方向，在这种参考方向下，一个理想变压器满足下列电压电流关系： 2 112//n n i i =1 212//n n v v = （3） 方程组（3）就是我们在电路中看到的关于变压器元件的电压和电流关系，通过关系，可以看出，由铁芯和两个绕组组成的单输出变压器，其绕组两端的电压之比与绕组的匝数之比成正比，绕组中流过的电流之比与绕组的匝数成反比，如果将两个绕组中的一个看成是输入绕组（或原边绕组），将绕组中的另一个看成是输出绕组（或副边绕组），那么图1的变压器和其等效电路模型就可分别用图3 (a)和图3 (b)来表示，这种变压器的表示方法已被开关电源文献和书籍中所规范，所以本文及后续要介绍的文章，也将以此来表示变压器。原边或一次侧用下标p 表示，副边或二次侧用下标s 表示。因此方程组（3）将变成方程组（4）： (a) 变压器结构 (b) 等效电路 图3： 开关电源中规范化表示的变压器 s p p s N N i i //=p s p s N N v v //= （4） 当变压器的副边不止一个绕组时，该变压器就是多输出变压器，多输出变压器在理想情况下的电压电流关系可以用方程组（5）表示，其中K 为副边绕组的个数。此时原边的电流， ∑==K j sj sj p i N i N p 1p sj p sj N N v v //=K j ,1= （5） 可用各副边电流折算到原边后的电流之和来计算，即)(1 sj K j p sj p i N N i ∑== ，一般情况下，各副边 的电流与负载电流有关，所以在每一副边的负载电流决定后，变压器原边的电流也就可以被决定了。

基于ADL5317的APD偏压控制／光功率监测电路的设计

基于ADL5317的APD偏压控制／光功率监测电路的设计 1 引言 目前，雪崩光电二极管(APD)作为一种高灵敏、能精确接收数据和测量光功率的光探测器件广泛应用于光纤传感、光纤通信网络中。它借助于内部强电场作用产生雪崩倍增效应，具有极高的内部增益(可达102～104量级)。然而，APD随温漂的变化严重影响其增益的稳定性．甚至引起测量精度的恶化。理论上可以证明APD的增益是其偏压V和温度T的函数，二者共同决定APD工作时的增益，而且在维持APD增益比较恒定的条件下，其偏压和温度之间存在一定的关系。因此。可以控制APD的偏压使之随温度按一定的规律改变。这样就可以维持APD增益基本恒定，保证其正常工作。这就是对APD温度漂移的偏压补偿原理。 由此可知．施加在APD上的偏置电压必须能够精确受控是保证光纤系统性能的首要要求。本文针对该要求。采用ADL5317器件。给出了一种具有高精度、宽动态范围的APD偏压控制／光功率监测功能的核心电路。 2 引脚排列及功能 ADL5317是ADI公司率先在业界推出的一款片上集成雪崩光电二极管(APD)偏置电压控制和光电流监测功能的器件。 ADL5317的主要特性如下： 通过3 V线性偏置控制电路，在6 V～75 V范围内精确设置雪崩二极管(APD)偏置电压； 在106范围(5 nA一5 mA)内以5：1的比率监测光电流，其线性误差仅为0．5％； 允许使用固定的高电压转换电路，降低传统APD偏置设计中对电源解耦和低通滤波的要求； 过流保护和过热保护。 ADL5317采用3 mm*3 mm的16引脚LFCSP封装，其引脚排列。各引脚功能描述如表1所列。 3 内部结构及工作原理 ADL5317的内部结构。其内部包括电流监测电路、偏置控制电路、GARD电路、VCLH电路、过流和过热保护电路。 3．1 电流监测电路 ADL5317的核心部分是一个具有电压跟随性质的精密电流衰减电路，为监测电路输入端提供精确偏置。该电路采用了结型场效应管输入形式的放大器．驱动监测电路的两极，同时保持VAPD端电压的稳定度及非常低的漏电流。该监测电路将流经VAPD端的光电流衰减至其1／5，然后传送至APD光电流监测输出端(IPDM)。在APD偏置电压范围内，监测电流与APD 光电流之间都保持极高的线性度。 3．2偏置控制电路 VAPD端与VSET端通过一个运算放大器相连，在线性工作模式下，两者电压之间存在一个简单的关系： 同时VAPD端电压调节范围与高电压电源端VPHV之间存在以下关系： 3．3 GARD电路 GARD电路主要用来屏蔽VAPD线路不受漏电流的影响，以及滤除偏置控制电路的噪声。GARD电路由VSET端运算放大器通过一个20 k欧姆的电阻进行驱动。该电阻与GARD端外接

实验十二__用三表法测量交流电路等效参数

实验报告 一、实验目的 1. 学会用交流电压表、交流电流表和功率表测量元件的交流等效参数的方法 2. 学会功率表的接法和使用 二、原理说明 1. 正弦交流激励下的元件值或阻抗值，可以用交流电压表、交流电流表及功率表，分别测量出元件两端的电压U，流过该元件的电流I和它所消耗的功率P，然后通过计算得到所求的各值，这种方法称为三表法，是用以测量50Hz交流电路参数的基本方法。 计算的基本公式为 阻抗的模 │Z│= 电路的功率因数 cosφ= 等效电阻 R＝ 等效电抗X=│Z│sinφ 如果被测元件是一个电感线圈，则有： X= XL=│Z│sinφ= 2 f L 如果被测元件是一个电容器，则有： X= X C=│Z│sinφ= 2. 阻抗性质的判别方法： 在被测元件两端并联电容或串联电容的方法来加以判别，方法与原理如下： (1) 在被测元件两端并联一只适当容量的试验电容, 若串接在电路中电流表的读数增大，则被测阻抗为容性，电流减小则为感性。 (a) (b)

图12-1 并联电容测量法 图12-1(a)中，Z为待测定的元件，C’为试验电容器。(b)图是(a)的等效电路，图中G、B为待测阻抗Z的电导和电纳，B'为并联电容C’的电纳。在端电压有效值不变的条件下，按下面两种情况进行分析： ①设B＋B’＝B"，若B’增大，B"也增大，则电路中电流I 将单调地上升，故可判断B 为容性元件。 ②设B＋B’＝B"，若B’增大，而B"先减小而后再增大，电流I 也是先减小后上升，如 图5-2所示，则可判断B为感性元件。 I I2 I g B 2B B’ 图5-2 I-B'关系曲线 由上分析可见，当B为容性元件时，对并联电容C’值无特殊要求；而当B为感性元件时，B’<│2B│才有判定为感性的意义。B’>│2B│时，电流单调上升，与B 为容性时相同，并不能说明电路是感性的。因此B’<│2B│是判断电路性质的可靠条件，由此得判定条件为C’= (2) 与被测元件串联一个适当容量的试验电容，若被测阻抗的端电压下降，则判为容性，端压上升则为感性，判定条件为 <│2X│ 式中X为被测阻抗的电抗值，C’为串联试验电容值，此关系式可自行证明。 判断待测元件的性质，除上述借助于试验电容C'测定法外还可以利用该元件电流、电压间