双管正激变换器设计之一变压器篇(1.2KW)
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计
正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法：
规格：
输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右）
输出电压Vout=12V
输出功率Pout=1200W
效率η=85%
开关频率Fs=68KHz
最大占空比Dmax=0.35
第一，
第一，选择磁芯的材质
选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下：
因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： ETD49的AP=Aw*Ae=375*213=79875mm4=7.9875cm4<7.962cm4,即,OK。 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae) 导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106 得初级匝数 NP=[Vin*Dmax*(1/Fs*106)]/(ΔB*Ae)={400*0.352*[1/(68*103)*106]}/(0.201*213)=48.36Ts,取49Ts 3. 次级匝数Ns=Np/N=49/11= 4.45Ts 4. 取次级匝数Ns=5Ts验算初级匝数Np, 初级匝数Np=Ns*N=5*11=55Ts 考虑到输入电压较高，采用双管正激比采用单管正激可以大幅减小MOS的电压应力，无需消磁绕组。 7. 再通过初级匝数Np来验算最大磁通变化量ΔB，最大磁通变化量 ΔB=（Vin*Dmax*Ts）/(Np*Ae)={400*0.352*[1/(68*103)*106]}/(55*213)=0.1767T 根据ΔB+Br 8. 根据L=N2*Al得， 初级电感量最小值Lmin=Np2*[AL*(1-0.25)]=552*[4440*(1-0.25)]/106=10.0mH 第四，计算各绕组线径 1. 输入电流Ip=Pout/(Vin*Dmax*η)=1200/(400*0.352*0.85)=10.0A 初级线圈电流有效值Ip_rms=Ip*SQRT(Dmax)=10.0*SQRT(0.352)=5.9A 则，初级线圈截面积Swp=Ip_rms/J=5.9/600=0.0098cm2=0.98mm2 多股纱包线单根直径为0.1mm，其单根面积为Sw=3.14*(0.1/2）2=0.00785mm2 得,初级所需纱包线股数Nwp=Swp/Sw=0.98/0.00785=124.8PCS,约125PCS。 即，初级线圈采用125根单根直径0.1mm的纱包线。 2. 次级线圈电流有效值Is_rms=Iout*SQRT(Dmax)=100*SQRT(0.352)=59.3A 次级线圈截面积Sws=Is_rms/J=59.3/600=0.0988cm2=9.88mm2 次级所需纱包线股数Nws=Sws/Sw=9.88/0.00785=1258.6PCS,约1260PCS。 即，次级线圈采用1260根单根直径0.1mm的纱包线。 通常纱包线的电流密度可取范围较大，一般为400~1200A/CM2,结合常用规格，取： 初级线圈采用120根单根直径0.1mm的纱包线绕55Ts； 次级线圈采用1200根单根直径0.1mm的纱包线绕5Ts。 1、频率只有68K，犯不着用利兹线，直接0.6mm的线4根并绕就好 2、次级电流算错了，有效值就是100A，峰值大约为170A，这个得用铜箔了 3、最好回头验算一下能不能绕下 次级线圈有效值电流是100A？？ 多股漆包线的电流密度最大可达1000~1200A/CM2，就算再大电流采用多股漆包线也是可以的，并不一定要用铜箔，按ETD49的幅宽，需采用0.6mm厚的铜箔才可以，0.6mm的铜箔并不一定比多股漆包线好绕吧 1000~1200A/CM2不就是10~12A/MM2吗？ 能绕下当然用利兹线好点，铜箔厚了不好出线。 根据L=N2*Al得（请问这个公式怎么来的） 初级电感量最小值Lmin=Np2*[AL*(1-0.25)] （请问1-0.25是怎么来的） 实际证明ETD49做不了1200W，就算按楼主所说，电流密度可以12A/mm2,也要1000股0.1MM的丝包线，而且还只能走94A，绕5T,用掉39.25MM2，那么粗的线，加上间隙，加上外面的丝，磁芯利用率最多0.1,39.25/0.1=392.25MM2,已经超过磁芯面积了，绕不下的，ETD49撑死也就500W 好，有空自己也搞一台试试，刚好又450A的IGBT和PQ105的磁芯，器件够用了 既然电压是稳定的DC400V左右，最大占空比Dmax=0.35就不是合适的参数，可以适度加大，能降低铜损，提升效率。在负载一定的情况下，加大占空比，可同时降低变压器原付边的电流有效值。还可以降低整流二极管的反向电压；还可以降低输出电抗器的储能能量；还可以降低输出电压的纹波；还可以降低输出纹波电流。还可以降低整流二极管正向电流有效值。 以上说的都是好处，有一个坏处是会稍微增加一点原边激磁电流，显然，好处很多，坏处很少。整体效率肯定提高。 不仅仅是经验，通过计算就可以得到以上结论。 首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等 所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。 首先说说初次级匝数的选择： 以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。 无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且，都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。 复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生 复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。 但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠， 大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik. 正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关 Vo=Vin*D Vo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了 在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5 正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容 易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加 气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的. 加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心. 复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？ 如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。 无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好 实际量产中这是这样绕的占多数 单管正激，如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话，MOSFET 的最低耐压是2倍直 双管正激理想模型的理论缺陷及实际工作过程分析 The defects in operation principle of dual switch forward converter based on ideal model and the analysis of practical operation principle adlsong 摘要：本文阐述的双管正激拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，分析了基于基于实际模型的磁通复位工作原理。还讨论了散热器寄生电容对磁通复位过程的影响。文中给出的实际双管正激电源的工作波形，实验的结果证明了分析的正确。此外，还讨论了磁通复位后开关管两端的电压大小与负载的变化关系，也给出相应的实验波形。 Abstract: The principle of dual switch forward converter based on ideal model and its defects are presented in this paper. The practical operation principle based on real model is also discussed in detail. The effect on transformer reset caused by parasitic capacitance between power devices and the heat sink is also discussed. It proves to be correct by the waveforms of a practical dual switch forward converter. It is discussed how the voltage value between the power device after the transformer demagnetized completely varies with the output load. The waveforms are presented in the end. 关键词：双管正激，磁通复位，寄生电容，散热器 Key Words: Dual Switch Forward, Magnetic Reset, Parasitic Capacitor, Heat Sink 双管正激变换器拓朴结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当二个开关管Q1和Q2同时关断时，磁通复位电路的二个二极管D3和D4同时导通，输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin作用下励磁电流从最大值线性的减小到0，完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可以选取相对较低的额定电压的功率MOSFET 管，成本低，而且额定功率较低的功率MOSFET的导通电阻小，因此可以进一步的提高效率。所以双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。本文将讨论在一些教材和资料中所阐述的这种拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，并 正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081 设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比： n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。 第二章 方案的确定 2.1 变换器的设计指标 2.1.1 正激变换器的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC12V 输出电流：5A 效率: η≥80% 电压调整率：Su ≤1.5% 负载调整率：S I ≤1.5% 2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC17V 输出电流：0.5A 效率: η≥87% 第三章 正激电路设计 这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则 KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112 3=???==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为： KHZ f f osc 752 1== (3-2) 3.3 主电路设计 主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。 3.3.1 主电路中变压器的设计 变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响 [16]。 高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源 的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。 1.铁芯材料的选取 在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝 数。在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。 铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。另外铁氧体 工艺性能好，价格便宜，性价比高。比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=?，满足条件。 2.AP 公式 在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电 路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。 由电磁感应定律得： dt NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====? (3-3) B Ae VinDT AedB Vindt Np ?== (3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms = (3-5) 其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10< 高效率大功率适配器的研究 推荐给好友 打印 加入收藏 更新于2007-07-30 02:39:02 适配器拓扑功率因数同步整流 被过滤广告 1 引言 随着技术的发展，电脑CPU的工作频率越来越高，其信息处理能力及各方面功能越来越强，这样就要求为之供电的适配器功率相应较大。目前DELL等公司已为其生产销售的移动PC、笔记本电脑，向电源生产商提出了150W甚至200W适配器的供货要求。对于如此大功率适配器，从安全角度考虑，要求适配器的密封性能要好；为便于携带，同时又希望适配器的体积小。但这些要求却不利于适配器的散热（由于损耗所产生的热量），为此必须采用高效率、低损耗的解决方法。 针对下一代大功率笔记本电脑适配器，本文提出了一种高效率的拓扑结构，并分析研究了其电路工作原理，最后给出了电路参数的选取方法和实验结果。 2 工作原理 笔记本电脑适配器是一种高质量直流输出电源，一般要求它具有宽的交流输入电压范围:90V~264V，并且能够适应输入电压频率的波动：47Hz~63Hz。对于输入功率大于75瓦的适配器，还要求其输入电流谐波满足IEC-1000-3-2 Class D标准，为此适配器须有功率因数校正（PFC）功能。 本文介绍的大功率150瓦笔记本电脑适配器，其输出电压：直流12V；电压调整率：£ ±5%；额定输出电流：12.5A。为满足高功率密度及低成本等要求，经综合考虑，该适配器采用两级电路架构，如图1所示。前级PFC 是升压Boost变换器结构，采用电流临界断续模式（DCMB ）控制；后级直流变换DC/DC部分采用双管正激变换器并对二次侧实行同步整流。 图1适配器的电路结构 2.1 功率因数校正（PFC）电路 由图1可知，交流输入电压Vi经整流桥CR1、输入滤波器L1、C1后，通过电感L2、开关S1、二极管D1组成的Boost 电路变换为直流母线输出电压VB。 图2 PFC电流临界断续模式控制原理时序 PFC工作原理时序[1]，如图2所示。PFC输出电压VB的反馈信号与PFC控制芯片（如ST公司L6561）内部基准信号比较后，产生一电压误差信号；在误差放大器的带宽足够低时（如20Hz以下），该电压误差信号就是一个直流量；此信号和输入整流电压相乘后，得到PFC电感峰值电流基准信号（见图2）。开关S1开通后，PFC电感电流iL2线形上升，达到峰值电流基准时，S1关断；随后iL2通过二极管D1续流，同时向电容C2充电，在电压VB的压迫下，iL2线形下降；当PFC控制芯片检测到电感电流iL2为零时，开关S1将再次开通，开始下一个开关周期。电感电流iL2经输入滤波器L1、C1 滤波，得到连续光滑的正弦输入电流，即图2中所示的平均电流，其值为PFC电感峰值电流基准的一半。 由于开关S1是在电流iL2为零时开通的，故开关S1是零电流开通（ZCS）,因此PFC的开关损耗大为减少；另外由于S1开通时，二极管D1的电流已经为零，所以D1的反向恢复问题也得到解决，由反向恢复引起的损耗将不存在，D1用普通的二极管即可。因控制简单，PFC可采用低成本的控制芯片。 由上分析可知，电流临界断续模式控制的PFC不仅变换效率高，而且还具有控制简单、成本低等优点。 连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明 摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 图二(a) 第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９? 单端正激变压器的设计 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件。其作用为：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。开关变压器性能的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。高频开关变压器的设计主要包括两部分：绕组设计及磁芯设计。本文将对应用在高频下的单端正激变压器的设计方法及磁芯的选择给出较为详细的论述。 1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图1所示。 单端正激变压器又称"buck"转换器。因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。正激式变压器的转换功率通常在50～500 W之间。输出电压Vo由匝比n、占空比D 和输入电压Vi确定。 当PWM控制器输出正脉冲，功率开关导通，变压器的初级绕组通过电流，此电流由两部分组成，一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流，另一部分足与输出电流等效的初级电流，他和初次级匝比成正比，和输出电流成正比。储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉，以便使磁通复位。N3为去磁绕组 2 变压器磁芯的选用原则 高频开关电源中的变压器从性能价格比考虑，MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性：高饱和磁通密度或高的振幅磁导率，在工作频率范围有低的磁芯总损耗，较低的温度系数，较高的居里温度。 磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成，即： 磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成正比关系。即： 对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的，为降低损耗，即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。要达到此目的，须从两方面着手，一是从配方成分方面， 1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB 得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae) 反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27) 所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30) 电子报/2007年/8月/5日/第012版 资料 正激式高频变压器的设计 成都立新 由于高频变压器在开关电源中已被广泛的使用，所以，高频变压器的设计是一重要课题。 按照高频变压器的工作方式，可分为正激式和反激式两种。高频变压器工作时是利用一电子开关的高速通断，从而使变压器进行能量传输。当电子开关导通时，变压器进行能量传输，称为正激式；反之，即电子开关截止时，变压器进行能量传输，称为反激式。 这里，笔者介绍正激式高频变压器的设计方法，如图1所示。该变压器一般设计的使用功率为50～500W。图1中已标明变压器T各绕组安装时规定的同名端，以便以下分析。 当功率开关管M1接通时（给M1栅极上外加脉冲开关信号，在变压器T的主绕组N1中有电流通过），其自感电动势a点为＋，b点为－，这样在变压器的N1中就储存了磁能。该能量传输到次级绕组N2上（e点为＋，f点为－），使二极管D2正向偏置，有电流通过D2、电感L和负载RL。而此时D3是处于反向偏置，所以无电流通过D3。 当功率开关M1截止时（M1栅极开关信号为“0”电平），变压器T所有绕组以及L的感应电压都反向，D2也处于反向偏置状态。由于电感器L的电流不能突变，D3（是续流管）导通，负载RL仍有电流通过。此时，次级绕组中无电流通过。由此可见，变压器T从初级到次级的能量传输是在开关M1导通时完成的，这一过程通常称为正激式变换（反之，若上述的能量传输是在M1截止时完成，称为反激式变换，这里不讨论）。 在上述的变压器T正激式变换中，为了避免变压器T或电感器L产生饱和，要求开关管M1导通时的电压与时间的乘积（U×T）应等于M1截止时的反向电压与时间的乘积。为此，设定M1时间为T ON，T初级绕组电压设为Uin （初级绕组电流由N1的a流到b），由此时的电压×时间：Uin×Ton……（1）。 然而，当电子开关M1截止时，没有电流流过变压器T，结果是电压与时间的乘积就会不平衡，这种不平衡将导致变压器T饱和。为了解决变压器可能饱和的问题，在变压器T中增加了第三绕组N3和一只快恢复二极管D1。抗饱和的工作原理是当M1瞬时截止时，第三绕组N3的感应电压。c～d反向，此时c点为正，d点为负，且其感应电压高于Uin，因此D1开始导通，这就平衡了铁芯的电压和时间的乘积，这一过程称为铁芯的去磁或复位。 设N1、N2、N3分别是初级绕组、次级绕组和第三绕组的匝数，再设M1导通时，次级绕组的感应电压为： 正激变压器的设计 本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数（SPEC）: INPUT: AC 180V~260V 50Hz OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout: 274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數. 取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns. (1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218 (2). 計算Np Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae) Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算Ns Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np) Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS 1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90] 正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行 一种基于正激变换器的开关电源设计方法 收藏此信息打印该信息添加：郑慧汤天浩韩金刚来源：未知 1 引言 经过多年的发展，开关电源技术已经取得了很大成功，其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂，涉及的元器件较多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验，也有一定的难度。对于第一个问题，由于目前各种开关电源虽然形式多样，结构各异，但其大都源于几种基本的dc-dc变换器拓扑结构，或者是这些基本电路组合，因此，可以对几种基本dc-dc变换器进行分析，将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题，随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善，人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。 本文在对基本的buck变换器电路拓扑分析的基础上，对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析，发现可以通过等效变换，从buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外，采用pspice仿真软件进行了电路仿真试验，仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。 2 buck变换的拓扑结构与参数设计 基本buck变换器的电路拓扑结构如图1所示，由电压源vi、串联开关s、续流二极管vd和由lc组成的电流负载组合而成，其中l的大小决定输出电流纹波，而输出电压纹波则由c决定，这是最基本的一种直流变换器。 图1 基本的buck变换器 文献[1]给出了buck变换器的电路设计公式，根据buck变换器的输出公式: 式中:ρ为占空比，且有:ρ＝ton/t，则ρ＝vo/vi。 电感l的计算公式为: 式中:f为开关频率; iomin为输出最小电流。 而电容c的计算公式为: 式中:δvo为输出电压纹波。 3 正激变换的公式推导 3.1 拓扑结构与工作模式 一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示，由于正激变换器是在基本的buck型变换器基础上多了一个隔离变压器t1、一个二极管vd1和一个由回收绕组n3和箝位二极管vd3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化，所以设计时不能直接使用上述基本buck变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析，采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的buck变换电路，由此可将基本buck变换电路的参数计算公式(2)和(3)推广到一类正激变换器的参数计算，建立新的设计公式。 图2 单管正激变换器主电路结构 反激变压器设计实例（一） 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8) 3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。 注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。 正激变压器的设计 正激变压器的设计 本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数（SPEC）: INPUT: AC 180V~260V 50Hz OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout: 274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 變壓器傳遞視在功率( W) Ps=Po/η+Po (正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 電流密度( A) .取400 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數. 取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2 Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns. (1). 計算匝比n = Np /Ns 設Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218正激变压器设计要点
双管正激
正激变换器及其控制电路的设计及仿真
单管正激变换器参数确定
采用双管正激的高效率大功率适配器
CCM反激变压器设计
基于UC3844的多路输出双管正激电源设计
正激变压器设计
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计
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反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
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