心电放大器(交流供电)设计报告

心电放大器（交流供电）设计报告

3004202336-1-张路遥技术指标：

输入阻抗>1MΩ

输入端短路噪声电压峰-峰值（P-P）<=10uV

CMRR>=60db

电压增益：>=1000倍

50HZ干扰抑制滤波器：>=20dB

带宽：0.05HZ~40HZ（以10HZ为基准，+0.4dB,-3.0dB）

前言：

在当今社会中,心脏病等心血管已经成为了世界范围内常见的疾病,号称“头号杀手”。由于心脏病有突发性以及长久性，对心脏病人也需要长期的治疗和监护。

心脏是循环系统中重要的器官。由于心脏不断地进行有节奏的收缩和舒张活动，血液才能在闭锁的循环系统中不停地流动。心脏在机械性收缩之前，首先产生电激动。心肌激动所产生的微小电流可经过身体组织传导到体表，使体表不同部位产生不同的电位。如果在体表放置两个电极，分别用导线联接到心电图机(即精密的电流计)的两端，它会按照心脏激动的时间顺序，将体表两点间的电位差记录下来，形成一条连续的曲线，这就是心电图。

图1标准的心电图

心电图是检查心脏情况的一个重要方法，其应用范围包括以下几个方面：

(1)分析与鉴别各种心律失常。

(2)查明冠状动脉循环障碍。

(3)指示左右房窜肥大的情况，协助判别心瓣膜病、高血压病、肺源性及先天性心脏病的诊断。

(4)了解洋地黄中毒、电解质紊乱等情况。

(5)心电监护已广泛应用于手术、麻醉、用药观察、航天、体育等的心电监测以及危重病人的抢救。

本设计为交流供电的心电放大器，是适用于临床监护的普通心电图机。

系统设计：

总体介绍

心电信号十分微弱，常见的心电频率一般在0—100Hz之间，能量主要集中在17Hz附近，幅度小于5mV，心电电极阻抗较大，一般在几十千欧以上。在检测生物电信号的同时存在强大的干扰，主要有电极极化电压引起基线漂移，电源工频干扰(50Hz)，肌电干扰(几百Hz 以上)，临床上还存在高频电刀的干扰。电源工频干扰主要是以共模形式存在，幅值可达几V甚至几十V，所以心电放大器必须具有很高的共模抑制比。电极极化电压引起基线漂移是由于测量电极与生物体之间构成化学半电池而产生的直流电压，最大可达300mV，因此心电放大器的前级增益不能过大，而且要有去极化电压的RC常数电路。由于信号源内阻可达几十KΩ、乃至几百KΩ，所以，心电放大器的输入阻抗必须在几MΩ以上，而且 CMRR也要在60dB以上（目前的心电图机共模抑制比一般均在89dB）。同时要在无源、有源低通滤波器中有效地滤除与心电信号无关的高频信号，通过系统调试，最后得到放大、无噪声干扰的心电信号。

另外，本设计采用交流供电，为防止出现电源电流泄露对病人造成伤害，必须包括光电隔离保护电路。

总体电路框图

本电路设计主要是由五部分构成。

1、放大电路。其中前置放大器是硬件电路的关键所在，设计的好坏直接影响信号的质量，从而影响到仪器的特性；

2、共模抑制电路。在设计中使用了右腿驱动电路、屏蔽驱动电路，它们可以消除信号中的共模电压，提高共模抑制比，使信号输出的质量得到提高；

3、低通滤波电路及时间常数电路。常见的心电频率一般在0.05--100Hz之间，能量主要集中在17Hz附近，幅度微小，大概为5mV，临床监护有用频率为0.5～30几HZ，因此设计保留40HZ以下的信号。时间常数电路实现一阶无源高通，截止频率为0.05HZ，时间常数为3.6s。

4、工频50Hz的陷波电路。本设计采用了双T带阻滤波电路，它能够对某一频段的信号进行滤除，用它能有效选择而对电源工频产生的50Hz的噪声进行滤除；

5、信号的光电隔离电路。本设计采用tlp521-2光电耦合器组成线形互补光电耦合电路。总体电路框图如图2：

图2 总体电路框图

原理与电路

1 前置放大电路的设计：

根据心电信号的特点，前置级应该满足下述要求：（1）高输入阻抗。被提取的心电信号是不稳定的高内阻的微弱信号，为了减少信号源内阻的影响，必须提高放大器输入阻抗。一般情况下，信号源的内阻为100kΩ，则放大器的输入阻抗应大于1MΩ。（2）高共模抑制比（CMRR）。人体所携带的工频干扰以及所测量的信号以外的生理信号的干扰，一般为共模干扰，前置级须采用CMRR高的差动放大形式，以减少共模干扰的传递。（3）低噪声、低漂移。主要作用是对源信号的影响小，拾取信号的能力强，能够防止输出饱和、使输出稳定。

1．1：三运放差分电路

如图所示的同相并联三运放结构，这种结构可以较好地满足上面三条要求。放大器的第I级主要用来提高整个放大电路的输入阻抗。第II级采用差动电路用以提高共模抑制比。

图3 三运放差分放大电路

电路中输入级由A3、A4两个同相输入运放电路并联，再与A5差分输入串联的三运放差分放大电路构成，其中A1、A2是增加电路的输入阻抗。电路优点：差模信号按差模增益放大，远高于共模成分（噪声）；决定增益的电阻（R1、Rp、R3）理论上对共模抑制比Kcmr 没有影响，因此电阻的误差不重要。

电路对共模输入信号没有放大作用，共模电压增益接近于零。这不仅与实际的共模输入有关，而且也与A3和A4的失调电压和漂移有关。如果A3和A4有相等的漂移速率，且向同一方向漂移，那么漂移就作为共模信号出现，没有被放大，还能被第二级抑制。这样对于A3和A4的漂移要求就会降低。A3和A4前置放大级的差模增益要做得尽可能高，相比之下，第二级（A5）的漂移和共模误差就可以忽略，对放大器的要求就可以大大降低。当R3=R4，R5=R6时，两级的总增益为两个差模增益的乘积，即：

Avd=(（Rp+2R1）/Rp)(R6/R4)

由此可知，上述电路具有输入阻抗高，共模抑制比高等优点，可作为通用仪用放大器使用。

1．2: 用INA128仪用仪表放大器来实现。

一般说来，集成化仪用放大器具有很高的共模抑制比和输入阻抗，因而在传统的电路设计中都是把集成化仪器放大器作为前置放大器。绝大多数的集成化仪器放大器，特别是集成化仪器放大器，它们的共模抑制比与增益相关：增益越高，共模抑制比越大。集成化

仪器放大器作为心电前置放大器时，由于极化电压的存在，前置放大器的增益只能在几十倍以内，这就使得集成化仪器放大器作为前置放大器时的共模抑制比不可能很高。可在前置放大器的输入端加上隔直电容（高通网络）来避免极化电压使高增益的前置放大器进入饱和状态，但由于信号源的内阻高，且两输入端不平衡，隔直电容（高通网络）使等共模干扰转变为差模干扰，严重地损害了放大器的性能。

为了实现心电信号的放大，设计电路如下：

图4 采用INA128进行心电信号的放大

1. 前级采用运放A1和A2组成并联型差动放大器。理论上，在运算放大器为理想的情况下，并联型差动放大器的输入阻抗为无穷大，共模抑制比也为无穷大。另外，在理论上并联型差动放大器的共模抑制比与电路的外围电阻的精度和阻值无关。

2． 阻容耦合电路放在由并联型差动放大器构成的前级放大器和由仪器放大器构成的后级放大器之间，这样可为后级仪器放大器提高增益，进而提高电路的共模抑制比提供了条件。同时，由于前置放大器的输出阻抗很低，同时又采用共模驱动技术，避免了阻容耦合电路中的阻、容元件参数不对称（匹配）导致的共模干扰转换成差模干扰的情况发生。 3. 后级电路采用仪器放大器，将双端信号转换为单端信号输出。由于阻容耦合电路的隔直作用，后级的仪器放大器可以做到很高的增益，进而得到很高的共模抑制比。

从理论上计算整个电路的共模抑制比为：

21lg 20CMRR A CMRR d Total +=

式中：CMRTotal 或CMRRTotal －放大器的总共模抑制比；CMR1－第一级放大器的共模抑制比；CMR2或CMRR2－第二级放大器的共模抑制比；A1d 、A1c 、A2d 和A2c －分别为第一级放大器

和第二级放大器的差模增益和共模增益。

1．3:利用AD620来设计放大电路

AD620是一种只用一个外部电阻就能设置放大倍数为1—1000的低功耗、高精度仪表放大器。尽管AD620由传统的三运放放大器发展规律而成,但一些主要性能却优于三运放构成的仪表放大器设计,电源范围宽(±2.3V--±18V),设计体积小,功耗非常低(最大供电电流仅为1.3mA)因而使用于低电压、低功耗的应用场合。图5、6分别是AD620的引脚图和结构简图。

图5 AD620芯片引脚图

AD620的工作原理：AD620是在传统的三运放组合方式改进的基础上研制的单片仪用放大器。输入三极管Q1和Q2提供了唯一双极差分输入，因内部的超β处理，它的输入偏移电流比一般情况低10倍。通过Q1-A1-R1环路和Q2-A2-R2环路的反馈，保持了Q1，Q2集成极电流为常量，所以输入电压相当于加在外接电阻Rg的两端，从输入到A1/A2输出的差分放大倍数为G=（R1+R2）/Rg+1。由A3组成的单位增益减法器消除了任何共模成分，而产生一个与REF管脚电位有关的单路输出。

由输入三极管集成电极电流和基极电阻确定的输入电压噪声减小到9nV/ 。内部增益电阻R1和R2被精确确定24.7kΩ,使得运放增益精确地有Rg确定

G=49.4 kΩ/Rg+1 或 Rg=49.4 kΩ/(G-1)

图6 AD620结构简图

AD620由于体积小、功耗低、噪声小及供电电源范围广等特点，特别适宜应用到诸如传感器接口、心电图监测仪、精密电压电流转换等应用场合。

1.4: 利用MAX4194来设计放大电路

MAX4194具有轨-轨的特性，放大器输入端设计有高通滤波器，可以抑制极化电压，MAX4194的失调电压不到100uV ，因此其电压增益可取较大值，获得较高的共模抑制比。

图7芯片连接图 图8芯片引脚图

图示电路为AD620、MAX4194的输入缓冲电路，可以提高输入阻抗，通过最右边的电阻网络取出共模信号，可以进行共模驱动，再经过反向放大可以做右腿驱动，能获得较高的共模抑制比。

1．5: 方案选择：

虽然INA128在抑制共模信号有独特效果，但手头没有INA128芯片；AD620是一个很好的放大器，只要用一个外部电阻就可以进行1—1000的放大倍数，而且是DIP 封装便于使用，所以在选择放大电路的时候运用AD620芯片。

参数选择：实际电路中去掉22K Ω的R1、R2，在N1、N2之前分别串联一个47K Ω的电阻，其作用是限流，阻值是与实际买到的110V 启辉电压的氖泡相配合的，能保证在出现高压时的电流为110/47=2.3mA<10mA ，处于安全范围。 47K Ω的电阻和220pF 的独石电容组成无源低通，去除超高频，截止频率为 RC f H π21=

=15.4KHZ。二极管用4148，可以防止运放差动输入电压大于0.7V。运放采用四运放LF347。R-R电阻网络中的电阻取10KΩ，选取的时候通过测量选取阻值基本一样的电阻。

2 共模信号抑制电路

（一）：有源屏蔽驱动电路

有源屏蔽驱动电路可以用来消除共模电压。

为病人做心电检测时，电极与心电图机的前置放大器（或缓冲放大器）之间是由多股电缆线（导联线）连接的，导联线的中芯线与屏蔽之间存在着一定数量的分布电容C的存在，会降低整机的输入阻抗，由于各屏蔽分布电容数值不可能一致，造成各缓冲放大器的输入阻抗不平衡，致使放大器的共模抑制比降低。

有源屏蔽驱动电路是将差动式传感器的两个输出经两个运算放大器构成的同相比例差动放大后，使其输入端的共模电压1：1地输出，并通过输出端各自电阻（阻值相等）加到传感器的两个电缆屏蔽层上，即两个输入电缆的屏蔽层由共模输入电压驱动，而不是接地，电缆输入芯线和屏蔽层之间的共模电压为零，它消除了屏蔽电缆电容的影响，提高了电路的共模抑制能力。屏蔽驱动对于减少50Hz共模干扰也很有用。

（二）：右腿驱动电路

体表驱动电路是专为克服人体承载的共模干扰（主要是50Hz共模干扰），提高CMRR

而设计的，原理是采用以人体为相加点的共模电压并联负反馈，其方法是取出前置放大级中的共模电压，经驱动电路倒相放大后再加回体表上，所以称为右腿驱动。

前置放大级

图9 与并联型跟随输入前置放大器相配合的驱动电路

参数选择：

实际电路中考虑功耗问题，R8取10 KΩ，R7取10MΩ，K=R7/R8=-100

R3=100 KΩ为限流保护

CF让电路更稳定，一般取4700pF

3低通滤波电路及时间常数电路

由RC元件与运算放大器组成的滤波器称为RC有源滤波器，其功能是让一定的频率范围内的信号通过，抑制或急剧衰减此频率范围以外的信号。具有理想幅频特性的滤波器是很难

实现的（如图10虚线）。只能用实际的滤波器的幅频特性去逼近理想的特性。常用的方法是巴特沃斯（Butterworth）逼近和切比雪夫（Chebysher）逼近，为保证心电信号原形，采用较平坦的巴特沃思有源滤波。如图所示，滤波器的阶数N越高，幅频特性衰减的速度越快，就越接近于理想幅频特性。

图10 巴特沃斯幅频特性

图11 实用二阶低通巴特沃思滤波器

本设计中在信号光电隔离之前和隔离之后，分别有一个二阶有源滤波，总体相当于四阶滤波。滤波放大芯片用LM347，但前后两个滤波器分别在两个芯片上。

f=100Hz。实际应参数选择：如图11中各元件的标注，R1=R2,C1=2C7,其截止频率为

H

用时，重新选择截止频率33Hz实用于临床应用，因此，根据李氏1定律，把两个电容都扩大3倍，可以使截止频率为33.3Hz。

时间常数电路为一阶无源高通，主要抑制极化电压。

图12 时间常数电路

参数选择：如图，截止频率为RC

f L π21=

=0.044HZ 。

4 工频50Hz 的滤除电路 带阻滤波器电路是用来抑制或衰减某一频段的信号，而让该频段以外的所有信号通过。K=R4/R3+R4=0.9引入负反馈改善选频作用。实际实验时发现，R4取1.7KOhm ，R3取75Ohm 效果更好一些。

图13 50HZ 双T 陷波电路

参数选择：实验中选用陷波效果很好的经验参数。即R1、R2取30 K Ω，R3通过电位器调至2 K Ω左右，R4在148 K Ω左右，R5取15 K Ω。C1、C2取0.1uF ，C3取0.2uF 。

5 信号的光电隔离电路

本部分电路实现电路前后级电的隔离，保正病人安全。

图 14 线形互补光电耦合电路，采用Tlp521-2双光耦，特性对称度高，有利于提高光耦合电路的线性度。

Ri 为图中Ui 输入处的2.7kOhm 的电阻，取值要根据静态工作电流来定。Rf 为第二个运放上1kOhm 电阻和滑动变阻器的电阻之和。C 一般取1500pf 左右，△Uo=Rf/Ri*△Ui 。

图 14 线形互补光电耦合电路

实际使用的是如上图所示的简化电路，其中R1=R2=2KΩ,R3取全值为2KΩ的可变电阻，用来调节静态工作点。

6 主级放大输出电路：

主放大电路为反向放大器，因为反向放大器较同向放大器性能更稳定，电路设计如下图所示。

图15 主放大电路

经过各模块电路的设计，获得的信号再经过放大即可输出到示波器上显示了。

参数选择： R4=15KΩ,R6=750KΩ，R5=R4//R6=14.7KΩ,K=-R6/R4=-50。系统总放大倍数为前置倍数*隔离放大倍数*主放大倍数=1000*隔离放大倍数，其中隔离放大倍数为1～3。

7 电源设计

本设计为交流供电，具体电源设计如下图。

图16 整流稳压电路

图中，交流市电通过变压器降压（电压在18V左右），后经续流电路整流稳压，输出±Vcc=±15V。再接DC/DC隔离式芯片实现电源的前后级隔离，输出±Vee供给前级信号电路。

参数选择：C1、C2为电解电容，其作用为滤波，取值要求耐压大于24V（182），容量要尽量大，一般取470uF以上。C3、C4为滤波电容，取值可较C1、C2稍小一些。C5、C6为高频电容，构成高频回路，防止电路产生自激，一般取1uF。

测试报告

1.前置放大电路

差模增益

测量方法：差动输入端，一端接信号源信号，另一端接地，输入信号为17.6mV，测量AD620的输出端对地的电压，其值为0.285V。

所以，差模增益为16.2，而最初测量值为20，由此判断AD620可能出问题了，换一块芯片按以上方法再测一次，输出端电压为0.354V，差模增益为20。

共模抑制比

测量方法：两输入端输入50Hz共模信号，测量输出端对地电压。输入1.78V输出0.34V （本次测量时AD620已经出现问题）最初测量时，输入2.18V输出2mV。

所以，共模增益为：0.19，最初为0.92*10E-3。

共模抑制比为：CMRR=20log(16.2/0.19)=38.6dB

最初共模抑制比为：CMRR=86.7dB

2.二阶滤波电路

测量方法：实际应用中两个二阶滤波连接到一起后，输入一定电压幅度的正弦波，调节其频率，观察输出电压幅度的变化。

测得，信号30Hz时开始有幅度衰减，约33Hz时衰减3dB，50Hz时减为原幅度的1/3。

3. 双T50HZ陷波电路

3.1陷波中心频率

测量方法：不断调节信号发生器信号的频率，寻找输出信号幅度最低的频率。

测得，中心频率为49.48Hz。

3.250HZ处的陷波深度

测量方法：将信号频率调至50.0Hz，分别测量输入信号和输出信号的幅度。

测得，输入17.55V输出1.375V，陷波深度为22dB。

3.3陷波带宽

测量方法：不断调节信号发生器信号的频率，寻找输出信号幅度为原来0.707倍的频率。

测得，带宽为±0.7Hz。

4.光电耦合电路

4.1电路传递参数

测量方法：接好电路的前、后级电源，输入20mV的正弦信号，测量输出信号，二者的比值即是。

测得，电路传递参数β=44/20=2.2。

4.2静态工作电流

测量方法：如图，接好电路，为输入信号时测量R1、R2上的电压，即知静态工作电流。

-Vee=-5V,Vcc=12V时，Ii=3.4mA,Io=7.5mA。

系统测量时，因前级使用芯片LF347提高电压，导致信号饱和截止，此时应增大R3，减小静态工作电流。

5.后级主运放电路

增益

测量方法：连好主运放电路，输入一定大小的信号，测其输出信号，其比值即运放增益。测得，增益与理论值相等，为50倍。

系统参数

1.输入阻抗

测量方法：接好电源，将输出接地，用万用表测量两输入端之间的阻抗，即输入阻抗。测得输入阻抗大于200MΩ。

2.输入噪声：

测量方法：接好电路，将两输入端接，测量其输出信号幅度的大小。

测量结果：系统性能最好的时候，输出信号为0.1V，反算到输入端，可得输入噪声为45uV。

2.输出阻抗

测量方法：接好电路，输入小直流信号，分别测其直接输出电压和加1Ω负载后的电压输出，通过分压公式，可求得输出阻抗。

测得：输出阻抗为0.4Ω。