节能灯电路设计

节能灯电路设计

电信08-3冯智英0806110302

引言：现在，在电子产品的设计中，功耗己成为一个很重要的指标，开关电源也因高效、小型等特性而被越来越得到广泛的应用。因此用开关电源取代线性电源己经成为必然。但是开关电源的功率器件工作在开关状态，开关频率一般在数十千赫到数百千赫，开关电源是一个很强的宽带电磁发射源，功率越大发射越严重，这种趋势导致了开关电源电磁兼容问题更加严重。

电子节能灯用镇流器，经过几年的努力，很多厂家已经可以做到国家标准Ｈ档水平。但是，由于其体积小结构紧凑，给性能参数的进一步提高，带来一定的困难。相比之下，独立式的普通日光灯的镇流器，因条件较为宽松，质量水平已大大超出电子节能灯用镇流器，不但在可靠性、安全性方面，有长足的进步，而且在性能参数方面，有不少厂家可以达到低畸变要求。根据美国绿色照明政策的导向，将来几年内，日光灯镇流器总畸变在１０％以内，电子节能灯在１５％以内，才可以进入美国市场。因此，研制低畸变电子节能灯镇流器，对于深入了解电子镇流器技术质量，推动绿色照明工程实施，开拓外向市场，有着一定的现实意义。

1 设计节能灯电路的目的

在了解开关电源的基础上设计一个节能灯电路，能够理解节能灯电路的基本工作原理，理解自激式开关电源的工作原理，对本次设计过程熟练的掌握，并计算出节能灯的功率，通过查阅资料计算出本次设计的节能灯电路的成本。

2 节能灯电路图及其原理

图1

电路分为三部分：

1.整流滤波，220V交流电经过D1D2D3D4桥式整流和C5滤波，给后面电路提供300伏直流电，极性为上面正极，下面负极。

2.三极管振荡开关电路，其工作原理：当电源刚刚接通时，300伏直流电压经

R1,R2,C2构成回路，C2两端没有电压，三极管Q2截止。Q1也截止。同时，直流电压经过R1,R2分压经变压器的原边2，1端和扼流圈L2,L2~以及2个灯管的灯丝、C5,C5~和上面的灯丝到电源正端构成回路，预热灯丝。R2,C2同时有2个电流流向负极。然后，C2的电压上升到使DB触发二极管导通，给三极管Q2基极提供电流， Q2导通。 Q2导通后，R2C2放电到约等于0，灯丝回路向Q1送电，Q1具备导通条件，Q2截止。同时，变压器副边的极性使Q1Q2的导通、截止起到助力作用，电路就此震荡起来。

当灯丝热到一定程度，内阻下降辉光放电，使得高频扼流圈与电容的谐震回路由谐振变为失谐，电压下降，电流增加，维持灯管发光。

原理和开关电源同理，前级开关震荡，变压器后级增加绕组，感应出高压，做成升压线路，输出在1000以上！发射电子激发荧光灯里面的水银蒸汽和氩气粒子，以至荧光粉发光！！至于线路图，我给你找一下！如果是镇流器坏了，可以更换一只振流器板，在电子城买1元左右，电子镇流器工作最基本的原理是把50Hz 的工频交流电，变成20～50kHz的较高频率的交流电，半桥串联谐振逆变电路中，

上、下两个三极管在谐振回路电容、电感、灯管、磁环的配合下轮流导通和截止，把工频交流电整流后的直流电变成较高频率的交流电。但是，具体工作过程中，不少书刊都把谐振回路电容充放电作为主要因素来描述，甚至认为“振荡电路的振荡频率是由振荡电路充放电的时间常数决定的”。实事上，谐振回路电容充电和放电是变流过程中的一个重要因素，但不能说振荡电路的振荡频率就是由振荡电路的充放电时间常数决定的，电路工作状态下可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线的饱和点和三极管的存储时间ts是工作周期的重要决定因素。

电感L中的电流不能突变，而此时Vbe已为正，三极管产生一个反向电流，此时也正好是电感L两端电压的峰值点。

为什么在电子镇流荧光灯电路中三极管的上升时间tr我们不予以关注？从上面对三极管集电极电流Ic的开通过程就可以得到答案。在这里，三极管集电极电流Ic的上升过程不符合三极管的上升时间tr的定义，因此tr在这里也就失去了它原来的意义。

由于从三极管Ic存储结束的这一时刻开始，磁环次级绕组的电压即过零开始变为正电位，但是在R2C3上的充放电电流终了那一刻以前，正常情况下VT1一直没有开通；必须注意的是，当线路调整不好的时候，Ic会产生一个有害的毛刺。

2 三极管集电极电流Ic初始值的讨论

带电感负载的开关三极管，在三极管关断时因电感产生反电动势会收到一个高电压。但是，在目前国内大量采用的电子镇流荧光灯半桥电压反馈电路中，开关三极管电压的选择，是不考虑这个反电动势的；在实际生产中，用世界上最好的示波器去观察，也看不到高于整流滤波后电源电压的波形；对于灯用三极管设计生产厂家来说，三极管的电压参数选取得是否合理，关系到如何真正做到“低成本、高可靠”；如果不切实际地把三极管的电压参数选高了，用户最需要的电流特性就会受到影响。那么，电路中的这个反电动势，是通过什么渠道泄放掉的？在

R2C3上的充放电电流终了后，实际上就是通过三极管集电极电流Ic初始值泄放的。（三极管CE并联反向二极管的话，这个初始值被二极管分流一部分）。

由于电感L中的电流不能突变，三极管集电极电流Ic的初始值必须和R2C3上的充放电电流终了值一致。R2C3上的充放电电流的初始值在数值上与另一个三极

管Ic的关断终了值一致，但方向相反；而R2C3上的充放电电流的终了值与初始值相差不大，三极管集电极电流Ic一个很大的负电流初始值就是这样来的。

这个很大负电流的流经方式要分四种情况讨论：

（1）三极管BE并联反向二极管－三极管BC结；

（2）三极管CE并联反向二极管；

（3）三极管BE、CE同时并联反向二极管；

（4）三极管BE、CE都没有并联反向二极管。

在这四种情况中，我们首先讨论第一种情况：

流经三极管集电极的电流Ic从三极管BE之间的二极管流过。三极管集电极－发射极电压Vce加的是负电压，三极管反向工作。

在这以前，人们一直在三极管的关断功率损耗上做文章，降低三极管的关断功率损耗，以提高可靠性。其实三极管反向工作这一段时间的反向功率损耗也应该引起足够的注意，因为这一段时间三极管上的工作电压、电流、延续时间都比较可观，因此其上的功率损耗也比较可观。

实际生产中，不加BE反向二极管，有一定比例的三极管损坏，且是BE结损坏，就认为是三极管BE反向耐压不够，这是误解。应该是负电流的流经渠道不畅造成三极管功率损耗过大。

第二种情况，三极管CE并联反向二极管：另一个三极管彻底关断、R2C3充放电结束的时刻，电感IL内的电流（相当于R2C3充放电电流终了值）大部分流经VD6（VD7），少部分仍然流经三极管BC结（体现为三极管集电极电流Ic）。

第三种情况，三极管BE、CE同时并联反向二极管：另一个三极管彻底关断、R2C3充放电结束的时刻，电感IL内的反向电流（相当于R2C3充放电电流终了值）大部分流经CE并联反向二极管VD6（VD7），少部分仍然流经三极管BE并联反向二极管－三极管BC结（体现为三极管集电极电流Ic）。

第四种情况，采用DB3触发的小功率节能灯在三极管功率余量足够时，可以不加BE反向二极管，这是因为负电流有一个通过磁环次级绕组、基极电阻、三极管BC结的流经渠道，基极回路带电容的半桥电路不能没有BE并联反向二极管。采用BUL128D这一类带续流二极管的抗过驱动三极管，不要再加CE二极管。

三极管BE、CE并联反向二极管（基极回路带电容的半桥电路在BE并联反向二极管上还串联有电阻）对整个电路的工作状况有很大影响，特别是会对灯管起辉和三极管电流波形产生影响。

3 Ic电流上升过程的讨论

电路工作状态下可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线的饱和点和三极管的存储时间ts是工作周期的重要决定因素。那么什么是“电路工作状态下”？其实就是那个时候的Ic电流上升过程，更准确地说是流过磁环初级绕组的电流、三极管储存阶段流过的电流。这句话实际上包含了两重意思：一方面肯定了可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线和三极管的存储时间ts的重要性；另一方面也没有否定电路其他元器件（电容、电感、灯管）对电路工作状况的重要作用。

（1）下管VT2刚开始导通时，电路相当于RLC串联电路加上直流电压：

电路电压方程：

L＋Ri＋idt＝u （各段压降之和）

电压平衡方程式是一个二阶微分方程，它的解与u的形式和u的初始条件（K接通时的u值）有关。

加直流电压

电路电压方程：

L＋Ri＋idt＝U

瞬态电流分下列三种情况：

①在R／2＞时（过阻尼） i＝e－αtshΥ．t

②在R／2＝时（临界阻尼） i＝te－αt

③在R／2＞时（欠阻尼），根据电路的实际工作情况，符合该式

i＝e－αtsinβ．t

（振荡频率f＝）

尽管加的是直流电压，但电路中却可能存在着振荡电流。因为电路中存在着电阻，所以其振幅是衰减的。

（2）下管VT2截止、上管VT1导通时，电路相当于电容充电后通过RL放电：电路电压方程：L＋Ri＋idt＝0

瞬态电流为：当R／2＜时

i＝e－αtsinβt（衰减振荡）

式中：α＝β＝γ＝

U0：电容上的初始电压。

负载电流不但受灯动态电阻RL影响，而且同时受可饱和脉冲反馈变压器（磁环）可变初级阻抗ZT、三极管存储时间ts的调制。

瞬态电流通过有效磁导率μe变化对电路稳态工作的控制作用：有效磁导率μe高，脉冲反馈变压器初级阻抗提高，较小的电流瞬时值就可以得到足够的V 环，使电路提前转换。开关频率提高，电流初始值下降。

开关频率的下降会使得灯电流增加，灯电流增加的同时又提高了脉冲反馈变压器磁化场Hm。这样，在电路负变化过程中得以实现一定程度的频率反馈。

可以利用电路方程进行更深入的讨论，公式本身是可信的，但如何将电路的实际工作状况转换成准确的电路模型却是很困难的。

3 节能灯电路的元件参数

有 D=Ton/(Ton+Toff) 则：Ton=D/FPFC, Toff=(1-D)/ FPFC

上升斜率=ΔＩ/ Ton

下降斜率=ΔＩ/ Toff

又根据电感的特性方程：

U=Ldi/dt 得

当PFC MOS管导通时√2Uimin=LΔＩ/ Ton ⑴

当PFC MOS管截止时 U0高压－√2Uimin=LΔＩ/ Toff ⑵

⑴/⑵可得：√2Uimin／(U0高压－√2Uimin)=Toff/Ton=(1-D)/D

由上式可得

Uimin=U0高压(1-DpfcMAX)/√2

将U0高压、Dmax代入上式可得：P=3W

4 成本计算

本设计共用到电阻7个，每个0.1元，电感6个，每个0.3元，二极管7个，每个0.2元，电容6个，每个0.3元，三级管2个，每个0.5元，计算成本为6.7元。

5 结束语

通过本次课程设计，使我在开关电源方面有了进一步的提高，能够应用开关电源的知识来设计节能灯电路，对开关电源的运用有所提高，并通过上网搜索资料来完成本次设计，对节能灯的和开关电源有了深刻的了解和熟练的运用，在结合所学知识，对开关电源这一个领域有了更深入的了解，对以后的工作和学习有了很大的帮助。