直流变换器开题报告汇总.

开题报告

一背景

直流变换器是一种将模拟量转变为数字量的半导体元件。按功能可分为:升压变换器、降压变换器和升降压变换器。在燃料电池汽车中主要采用升压变换器。变换器首先通过电力电子器件将直流电源转变成交流电(AC),一般称作逆变,然后通过变压器(升压比为1∶n)升压,最后通过整流、滤波电路产生变压后的直流电,以供负载使用.

直流转换器与一般的变换器相比，具有抗干扰能力强、可靠性高、输出功率大、品种齐全等特点，用途广泛，输入输出完全隔离，输出多路不限，极性任选。宽范围输入变换器是专为满足输入电压变化范围较大场合需要而开发的一种直流稳压电源,其输入直流电压可以在DC100V-375V宽范围内变动而保证输出电压的稳定性.此外,这种电源体积小,重量轻、保护功能完善,具有良好的电磁兼容性。本身具有过流、过热、短路保护。多档输出的变换器,它不仅提供电源而且有振铃和报警功能。该变换器分为军用、工业及商业三个品级，在诸如通信机房、舰船等蓄电池供电的场合极为适用。直流—直流变换器(DC/DC Converter)早在10年前就做成了元器件式样,在系统中损坏

时可以卸下更换。目前,它正从低技术、元器件型转向高技术、插件(Building black)型发展。系统设计师在开始方案设计阶段就要考虑系统究竟需要什么样的电源输入、输出?DC/DC变换器作为子系统的一个部件,应该更仔细地规定它的指标以及要付出多少费用。有趣的是,全球声称可供给军用DC/DC变换器的厂家超过300家,但却没有两

种产品是相同的,这给系统设计师选用该产品时造成困难。设计师们考虑的最重要的事是:对产品的性能价格比进行综合平衡,决定取舍。需求和市场决定制造厂的发展战略目前,对制造厂家而言,面临着要求降低噪声、减小尺寸以及提高功率和效率的挑战和市场竞争。现扼要介绍几家公司的做法。当今,在任何一个计算机系统中,各种电源都是以插件形式出现的。供应厂商均按用户的要求作相应改动以适应需求。DC/DC直流变换器的军品市场占很大比重,但增长缓慢。分析家们预测:到1996年,DC/DC变换器最大市场将是计算机和通信领域。

美国InterPoint公司的研究开发战略是:针对军用及宇航系统应用,提供一种更便宜、功率更大、性能更好的产品,它们比现有DC/DC 变换器有全面改进。预计今后几年的实际问题仍是产品价格。采用模块化方法可以降低成本,同时提高DC/DC变换器输出功率。一些应用系统要求功率高达2KW,如果采用200W的产品去构建系统,至少要10～12个产品,既麻烦也影响系统可靠性。该公司认为必须研制出功率比200W大2～3倍的大功率电源,而且单件成本控制在1.3～1.7倍才合适。

模块化方法,可以通过消除非重复工程成本(NRE)使系统成本降低。这种模块化的器件也是分布式供电系统的基本构件。鉴于分布式供电比集中供电系统有更多优点,而绝大多数应用系统要求在母线级上直流电压要分别供给不同逻辑电路各种电压,例如+5V、+12V、+3.3V 等等。一些厂家利用板级(on-Card)DC/DC变换器来实现,另一些供应商则把几种输出合在一起,把电源放在靠近需要供电的电路板上。

Arnold Magnetics公司供应多档输出的直流变换器,它不仅提供电源而且有振铃和报警功能。为了占领市场,产品随着性能提高,其价格也应最低。各家公司,在维持性能不变时,尽量设法降低生产、销售成本。由于经济原因，电力生产、输送和都采用三相系统。在三相系统允许更高的功率密度,使用更少的器件和更高的效率比等效单相系统好。此外,由于相位的差异，三相系统目前在时间常数平均功率。同样的优势鼓励使用的三相整流器和逆变器。许多工业应用程序需要大功率直流-直流转换。这些应用程序包括分布式发电、不间断电源、和运输。传统的孤立的直流-直流转换器使用单相变压器,它通常是大而重,单相整流器。针对受益于三相系统的优势,一些工作已经完成使用直流-直流转换器,使用三相高频变压器和三相整流器。这些变化可以减小体积、重量、和整个系统的成本。三相直流-直流转换器提出了良好的性能，当高频隔离是理想的。降低滤波器高的组件面临压力近年来,已经完成并应用三相直流-直流转换为燃料电池能源处理[7]-[10]和电池在汽车设备[11]应用。它体现了潜在的优势。

二研究现状

姚伟，郑步生，洪峰在《车载双管正激直流变换器的设计》研究了一种适用于电动汽车的高效率双管正激直流变换器，在提出一种设计方案的基础上，重点对其控制电路，反馈回路、启动电路和变压器的关键参数等进行了详细分析设计。其中控制电路使用SG3525芯片，采用二型补偿对控制电路进行补偿。实验测试结果表明该变换器输出稳定，有较高的转换效率。

丁小满，张从旺《电力机车直流变换器的设计》从直流变换器的热设计、工艺设计及安全性设计方面对直流变换器产品的设计进行阐述。目前，按照以上设计思路研制的变换器已经通过试验验证，技术参数完全满足要求。在电磁兼容试验，振动、冲击试验，高温、低温试验中，技术参数完全满足要求。项目成果在电力机车、8 轴车及国产化列车中得到成功运用。

李云，张小勇，刘福鑫，阮波《机车车辆充电机用移相全桥ZVS PWM 变换器的设计》。文章介绍了一种机车车辆充电机的核心部件——加箝位二极管的零电压开关PWM 倍流整流全桥变换器。该变换器的优点是可以利用输出滤波电感和谐振电感在宽负载范围内实现开关管的

零电压开关，利用箝位二极管可以有效消除二次侧整流管上的电压尖峰和振荡，同时采用倍流整流技术可优化变压器和输出滤波电感的设计。

梁喆，欧阳名三在《基于SG3525矿用直流变换器控制电路的设计》对传统模式进行改进使直流变换器具有自启动功能，利用软启动引脚设计了欠电压和过电流保护。并对电压调节器进行了设计，减小了直流变换器输出电压纹波。

李艳、阮新波、杨东升、刘福鑫在《双输入直流变换器的建模与闭环系统设计》中因为采用两个甚至多个输入源的新能源联合供电系统中，用单个多输入直流变换器代替原有的多个单输入直流变换器，可以简化电路结构，降低系统成本。将以双输入Buck 变换器为例，进行系统建模以及闭环调节器的设计，使得该系统稳态和动态能

指标达到要求。

桂存兵，谢运祥，谢涛，陈江辉《推挽DC-DC 变换器平均电流控制研究》中提出怎样提高推挽变换器的电流稳定性和系统可靠性，通过分析了DC/DC 推挽变换器的工作原理，在此础上建立了小信号数学模型。并施以电流型双环控制策略，有效的提高系统的动态响应和保护能力。给出了推挽变换器的控制系统的设计过程，并进行了仿真和实验研究，结果表明针对推挽变换器，双环控制策略具有良好动态和静态控制性能。

胡晓清，尚修香在《一种适用于电动汽车的ZVS 全桥变换器研究》研究了一种适用于电动汽车的集成寄生元件的ZVS 变换器，利用变压器的寄生电感和晶体管的输出电容可实现变换器的ZVS 功能，使变换器具备经济、紧凑的特点。通过分析电路的工作原理、寄生量的计算和ZVS 参数的优化，对变换器的设计进行系统研究.

姚建红，张艳红，刘继承《一种新型全桥移相PWM 零电压零电流变换器》，为了实现全桥软开关变换器能在很宽的负载变化范围内实现零电压零电流变换，提出了一种改进的电路拓扑结构，设计了一种新型的全桥移相脉宽调制零电压零电流变换器，该电路中，超前桥臂前面增加了一个辅助电路，使其超前桥臂能在轻载的情况下很好地实现零电压变换；在高频变压器的副边采用无源钳位电路，使其滞后桥臂能在满载的情况下很容易地实现零电流变换；此外，在辅助电路中的电容与变换器的输出滤波电容之间用一个钳位二极管连接，限制了变压器的二次侧电压。

在一篇外文中《A Three-Phase Current-Fed Push–PullDC–DC Converter》提出了一种新的三相推挽直流-直流转换器是提议。这个转换器使用高频三相变压器提供电隔离在电源和负载。这三个活转换器件连接到相同的地方,从而简化了变换器的电路。通过一个电感和一个电容器减少输入电流纹波和输出电压波纹,其数量小于等效单相拓扑。三相直流-直流转换也有助于在能耗损失的减少,允许使用低成本开关。这些特点使这个转换器适合应用在低压电源的使用和相关的电流很高,比如在燃料电池、光伏阵列、蓄电池。理论分析,一个简化的设计实例,实验结果为1千瓦样机将提交了两个操作区域。原型是专为一个40 kHz开关频率,输入电压为120 V,输出电压400 V。指数达到了直流-直流功率转换、高频变压器、多相、波纹要求。

袁义生，伍群芳《ZVS 三管推挽直流变换器》中提出一种采用3 个开关管的推挽式(three-transistorsPush-Pull，TTPP)变换器，仅需要在传统推挽变换器的输入电源和变压器两个原边绕组中点间插入一个辅助开关管Q3。两个主管驱动信号u gs1 和u gs2 与传统推挽变换器中开关管的驱动信号相反；除去死区时间，辅管驱动信号u gs3 是两个主管驱动信号u gs1 和u gs2 的与非关系。用等效电路的方法结合解析方程，分析电路各个工作模态的工作原理和主要开关波形。指出主管可在宽负载范围下实现零电压开通(zerooltageswitchingZVS)，且主管关断电流是传统推挽电路中的一半值。辅管在大负载或加大漏感情况下可以实现ZVS开通，辅管的额定电压是主管的一半，等于输入电压。讨论软开关的实现问题。提出控制芯片及其驱动电路的设方

法，完成一台800W、开关频率为83.3kHz 的原理样机，实验结果验证了该变换器工作原理的有效性。

袁义生，龚昌《一种高效逆变电源及绿色工作模式的研究》为针对车载逆变电源输入侧低压大电流的特点，提出一种前级为并联LC 谐振式推挽直流变换电路的高效率逆变电源结构，详细阐述了整个电源的工作原理。提出一种绿色工作模式，即通过在空载状态下前级推挽电路间歇式工作来控制中间直流母线电压在允许范围内波动，达到降低逆变器空载损耗的目的。最终设计制作了一台AC220 V 输出，额定功率1 kW 的逆变器，测试其额定效率大于90%，绿色模式下损耗仅为10.89 W。

吴红飞，夏炎冰，邢岩《适用于高压宽范围输入的交错串并联正激变换器》面向中高压-宽电压范围输入、高可靠性中大功率变换应用，提出一种交错串并联正激变换器。变换器由两个低压桥臂和一个高压桥臂构成，3 个桥臂形成两个正激单元。其中，低压桥臂开关器件电压应力为输入电压的一半，高压桥臂的电压应力等于输入电压。该变换器继承了双管正激变换器可靠性高、电压应力低、效率高的优点，同时开关管的最大占空比可以达到0.67，是传统双管正激变换器最大占空比的1.33 倍，因此可以适应高压、宽输入范围场合的应用；开关管占空比小于0.5 时，高压桥臂开关管可以实现软开关，面向中高压-宽电压范围输入、高可靠性中大功率变换应用，提出一种交错串并联正激变换器。变换器由两个低压桥臂和一个高压桥臂构成，3 个桥臂形成两个正激单元。其中，低压桥臂开关器件电压应力为输入

电压的一半，高压桥臂的电压应力等于输入电压。该变换器继承了双管正激变换器可靠性高、电压应力低、效率高的优点，同时开关管的最大占空比可以达到0.67，是传统双管正激变换器最大占空比的1.33 倍，因此可以适应高压、宽输入范围场合的应用；开关管占空比小于0.5 时，高压桥臂开关管可以实现软开关，

工作过程先做如下假设：

1）各功率MOSFET 和二极管为理想器件，导通压降为零；2）3 个电

容C1、C2和C3 值都等于C；变压器漏感L leak-1L leak-2

L leak；在死区时间内，滤波电感电流值i Lf 不变。电路的一个开关周期分为8 个阶段，主要波形如图2(b)所示。再结合图2(a)的开关驱动时序图和图 3 各阶段工作电路来解释

1）模态1[t1—t2]。在t1 时刻前，Q1 和Q3 导通，U in 能量经变压器传递到副边，经整流二极管D5 和D6 给滤波电感L f 充电，电感电流上升。在t1 时刻Q3 被关断，当C3 足够大时Q3 两端电压上升时间大于电流下降时间，Q3 能实现零电压关断。此时，滤波电感L f 续流并折射到原边，与电容C3 和C2 谐振，使C3 电压u ds3 从零开始上升，而C2 电压u ds2 从2U in

开始下降，带动变压器原边电压u P 下降。两个变压器绕组回路有：

与此同时，变压器绕组P1 的电流i1 迅速下降，绕组P2 的电流i2 迅速上升，以维持瞬间变压器总磁场能量不变，即副边电流值不变。假设初始t1 时刻

i1=i3=I p，根据节点电流定律有：

结合基本电容公式：

当滤波电感上的能量足够时，此阶段时间很短，变压器副边仍然是二极管D5 和D6 导通。由式(1)—(3)可解得各变量，但求得的结果太复杂，不便分析。为简化分析，当滤波电感上的能量足够且死区时间足够时，系统在t2 时刻进入稳态，有：

同样解得此阶段持续时间为

t12 =5CU in / I P (5)

此时二极管D2 导通，为实现Q3 的ZVS 开通创造了条件。

2）模态2[t2—t3]。在t2 时刻驱动Q2 导通，此时u ds2 已经下降到零，故Q2 实现零电压开通。

此阶段初始时刻副边等效电路如图4 所示，R on为原边各导通电阻折算到副边的值与副边绕组电阻值之和；L Leak 为副边漏感值加上原边漏感折算到副边值之和。则：

当符合式(6)时，D4 和D7 承受正压导通，才会出现4 个二极管共同导通的情况，否则仍然是D5和D6 续流。因本电路为实现软开关需要加大漏感L Leak，所以一般不会在此阶段出现4 个二极管共同导通的情况，而该情况具体公式分析复杂，不在本文赘述，可参考文献[21]。

下面讨论本阶段常见的D5 和D6 续流过程。此时原边D2 和Q1 形成环流，变压器电压近似为零，受副边电感电流下降影响，原边环流也随之下降，各变量可表示为

这个阶段是原边电流环流阶段，电流方向如图3 所示，变压器电压维持为零。3）模态3[t3—t4]。t3 时刻Q1 被关断，因C1 的存在，Q1 实现零电压关断。流经Q1 的电流i1 迅速减小，使得原边电流折射到副边值小于滤波电感电流，因此二极管D4 和D7 导通，从而出现副边4 个二极管共通现象。变压器被置于短路状态，在电路原边形成了漏感L leak-1、L leak-2 和电容C1，C3 共同谐振现象；变压器副边电流随原边谐振电流改变，而二极管共通电流之和维持着滤波电感电流续流。u ds1 上升，u ds3 随之下降。根据节点电流和环路电压定律，有

当漏感能量足够时，u ds1 从零上升到U in，u ds3从U in 下降到零，i1 下降到零，i2 下降到等于i3，D3导通，为Q3 零电压开通提供条件。用式(8)解u ds1和u ds3 是个四阶方程，求解复杂。如果漏感的能量足够，结合初始条件i1(t3)=i2(t3)，可简化估计u ds3下降到零及u ds1 上升到U in 的时间为t34 =2CU in /[i1(t3 ) / 2] (9)如果漏感能量不足，在本阶段结束时刻，u ds3无法下降到零，u ds1 也无法上升到U in。如果1/4 谐振周期大于本区间时间，结束时刻u ds3 仍然在下降；反之结束时刻u ds3 再次谐振上升，这是需要避免的。

4）模态4[t4—t7]。当漏感能量足够时，在t4时刻u ds3 已下降到零，此时驱动Q3、Q3 实现了零电压开通。如果漏感能量不足，Q3 为硬开通。分析此模态，又可以分为3 个小阶段。

①[t4—t5]阶段。U in 作用在漏感L leak-2 上。当Q3 实现ZVS，原边电流从初始负值迅速上升；当Q3 硬开通，原边电流从近似零初始电流迅速上升。变压器副边4 个二极管迅速换流，D4 和D7 的电流逐渐增加，D5 和D6 的电流逐渐减小。当原边电流

为负时，电流经过两个反并二极管D2 和D3 流过；当电流上升到正值，Q2 和Q3 开始流过正向电流并线性增加。图3(d)中标注的虚线框和实线框代表本

阶段电流从负方向到正方向的转换。此阶段变压器电压仍然为零，各电流有

i2 =i3 =i(t4 ) +U ind t / L Leak (10)

当折射到副边电流随之上升到等于电感L f 上的电流时，D5 和D6 关断为零，只剩下D4 和D7 导通。电路进入第2 个阶段。②[t5—t6]阶段。变压器副边绕组电压开始迅速反向，导致变压器原边绕组P1 的电压也随之反向。励磁电感和C1 谐振，u ds1 从U in 上升到2U in。u p2 从0 上升到U in。电路进入下一个阶段。

③[t6—t7]阶段。此时电路工作在正常导通状态，滤波电感Lf 的电流线性上升，有

i Lf =i Lf (t5 ) +(U s N s / N p -U o )d t / L f (11)

在t7 时刻Q3 被关断，变换器开始另一半周期的工作，工作情况类似于上半个周期。

工作过程

先做如下假设：

1）各功率MOSFET 和二极管为理想器件，导通压降为零；

2）3 个电容C1、C2和C3 值都等于C；

3）变压器漏感L leak-1L leak-2L leak；

4）在死区时间内，滤波电感电流值i Lf 不变。

5）电路的一个开关周期分为8 个阶段，主要波形如图2(b)所示。再结合图2(a)的开关驱动时序图和图 3 各阶段工作电路来解释

1）模态1[t1—t2]。在t1 时刻前，Q1 和Q3 导通，U in 能量经变压器传递到副边，经整流二极管D5 和D6 给滤波电感L f 充电，电感电流上升。在t1 时刻Q3 被关断，当C3 足够大时Q3 两端电压上升时间大于电流下降时间，Q3 能实现零电压关断。此时，滤波电感L f 续流并折射到原边，与电容C3 和C2 谐振，使C3 电压u ds3 从零开始上升，而C2 电压u ds2 从2U in

开始下降，带动变压器原边电压u P 下降。两个变压器绕组回路有：

与此同时，变压器绕组P1 的电流i1 迅速下降，绕组P2 的电流i2 迅速上升，以维持瞬间变压器总磁场能量不变，即副边电流值不变。假设初始t1 时刻

i1=i3=I p，根据节点电流定律有：

结合基本电容公式：

当滤波电感上的能量足够时，此阶段时间很短，变压器副边仍然是二极管D5 和D6 导通。由式(1)—(3)可解得各变量，但求得的结果太复杂，不便分析。为简化分析，当滤波电感上的能量足够且死区时间足够时，系统在t2 时刻进入稳态，有：

同样解得此阶段持续时间为

t12 =5CU in / I P (5)

此时二极管D2 导通，为实现Q3 的ZVS 开通创造了条件。

2）模态2[t2—t3]。在t2 时刻驱动Q2 导通，此时u ds2 已经下降到零，故Q2 实现零电压开通。

此阶段初始时刻副边等效电路如图4 所示，R on为原边各导通电阻折算到副边的值与副边绕组电阻值之和；L Leak 为副边漏感值加上原边漏感折算到副边值之和。则：

当符合式(6)时，D4 和D7 承受正压导通，才会出现4 个二极管共同导通的情况，否则仍然是D5和D6 续流。因本电路为实现软开关需要加大漏感L Leak，所以一般不会在此阶段出现4 个二极管共同导通的情况，而该情况具体公式分析复杂，不在本文赘述，可参考文献[21]。

下面讨论本阶段常见的D5 和D6 续流过程。此时原边D2 和Q1 形成环流，变压器电压近似为零，受副边电感电流下降影响，原边环流也随之下降，各变量可表示为

这个阶段是原边电流环流阶段，电流方向如图3 所示，变压器电压维持为零。3）模态3[t3—t4]。t3 时刻Q1 被关断，因C1 的存在，Q1 实现零电压关断。流经Q1 的电流i1 迅速减小，使得原边电流折射到副边值小于滤波电感电流，因此二极管D4 和D7 导通，从而出现副边4 个二极管共通现象。变压器被置于短路状态，在电路原边形成了漏感L leak-1、L leak-2 和电容C1，C3 共同谐振现象；变压器副边电流随原边谐振电流改变，而二极管共通电流之和维持着滤波电感电流续流。u ds1 上升，u ds3 随之下降。根据节点电流和环路电压定律，有

当漏感能量足够时，u ds1 从零上升到U in，u ds3从U in 下降到零，i1 下降到零，i2 下降到等于i3，D3导通，为Q3 零电压开通提供条件。用式(8)解u ds1和u ds3 是个四阶方程，求解复杂。如果漏感的能量足够，结合初始条件i1(t3)=i2(t3)，可简化估计u ds3下降到零及u ds1 上升到U in 的时间为t34 =2CU in /[i1(t3 ) / 2] (9)如果漏感能量不足，在本阶段结束时刻，u ds3无法下降到零，u ds1 也无法上升到U in。如果1/4 谐振周期大于本区间时间，结束时刻u ds3 仍然在下降；反之结束时刻u ds3 再次谐振上升，这是需要避免的。

4）模态4[t4—t7]。当漏感能量足够时，在t4时刻u ds3 已下降到零，此时驱动Q3、Q3 实现了零电压开通。如果漏感能量不足，Q3 为硬开通。分析此模态，又可以分为3 个小阶段。

①[t4—t5]阶段。U in 作用在漏感L leak-2 上。当Q3 实现ZVS，原边电流从初始负值迅速上升；当Q3 硬开通，原边电流从近似零初始电流迅速上升。变压器副边4 个二极管迅速换流，D4 和D7 的电流逐渐增加，D5 和D6 的电流逐渐减小。当原边电流

为负时，电流经过两个反并二极管D2 和D3 流过；当电流上升到正值，Q2 和Q3 开始流过正向电流并线性增加。图3(d)中标注的虚线框和实线框代表本

阶段电流从负方向到正方向的转换。此阶段变压器电压仍然为零，各电流有

i2 =i3 =i(t4 ) +U ind t / L Leak (10)

当折射到副边电流随之上升到等于电感L f 上的电流时，D5 和D6 关断为零，只剩下D4 和D7 导通。电路进入第2 个阶段。②[t5—t6]阶段。变压器副边绕组电压开始迅速反向，导致变压器原边绕组P1 的电压也随之反向。励磁电感和C1 谐振，u ds1 从U in 上升到2U in。u p2 从0 上升到U in。电路进入下一个阶段。

③[t6—t7]阶段。此时电路工作在正常导通状态，滤波电感Lf 的电流线性上升，有

i Lf =i Lf (t5 ) +(U s N s / N p -U o )d t / L f (11)

在t7 时刻Q3 被关断，变换器开始另一半周期的工作，工作情况类似于上半个周期。