射频预失真技术研究

射频预失真技术研究

目录

一、功放线性化的必要性 (1)

二、功放线性化技术分类 (2)

2.1功率回退法 (2)

2.2前馈法 (2)

2.3反馈法 (2)

2.4 LINC(linear amplification with none linear component) (3)

2.5预失真法 (3)

三、自主射频预失真技术仿真 (4)

3.1射频预失真方案比较 (4)

3.2 放大器非线性特征建模及仿真 (5)

3.3射频预失真器建模及仿真 (8)

四、参考文献 (11)

随着移动通讯事业的迅猛发展，特别是CDMA和第三代移动通信技术的发展，使得系统对功放线性的要求越来越高。在移动通信系统中，为了保证一定范围的信号覆盖，我们通常使用功率放大器来进行信号放大，进而通过射频前端和天线系统发射出去。而在CDMA或W-CDMA的基站中，如果采用一般的高功放（通常工作在AB类）将由于非线性的影响产生频谱再生效应。尽管它对本信道的影响不大，甚至有时候可以忽略，但它将会干扰邻信道。为此3GPP规范规定了频谱辐射屏蔽（Spectrum emission mask）的要求，一般的高功放不能达到要求。

另一方面，在移动通信系统设计中，为了扩大用户容量，最有效的方法就是同扇区多载频应用。在传统的多载频系统设计中，往往每个通道采用一个窄带的单载波功放（SCPA），然后把它们的输出进行大功率的合成，由天线发射出去。但是它有很多缺点，两路多载波的功率合成要产生3dB的损耗，并且效率比较低，从而导致能量的大量损失。由于多载波线性功放基本上消除了器件的非线性影响，因此，可以先采用小信号功率合成器将各载频进行信号相加，然后采用一个功率放大器进行功率放大，有资料表明，在EDGE单载波功放基站的效率是4%，4载波线性功放基站的效率是12%。多载波线性功放不仅能够提高功放的效率，而且可以大大降低系统的制造成本（功放在基站中的成本比例约占1/3），减小其体积。然而，这种系统也对功放的线性化技术带来了新的挑战。

功放线性化技术的分类在很多资料中都已经给出，这里主要简要介绍几种线性化技术的优缺点。

2.1功率回退法

它的原理是把放大器的输入功率限制在线性区。优点是：非常容易实现，非常宽的带宽。缺点是：效率低，需要高线性的功放管，成本高。

2.2前馈法

原理如图1所示。

图1：前馈原理框图

它的原理是功放产生的失真信号从第一个环中抽取，如上图所示，然后失真信号经从功放放大后在射频输出端减去，抵消交调值。优点是：理论上能够完全抵消失真分量，非常宽的带宽。缺点是：需要精确的幅度和相位，中等的功率消耗（两个放大器），频率增加时比较复杂，不容易实现自适应算法。

2.3反馈法

图2：反馈法原理框图

反馈原理如图2所示，它是采用在输入减去衰减的输出信号。优点是：实现简单，不需要更新和保持。缺点是：适用于窄带，对线性改善较少。笛卡尔反馈是这种方法的一个变形，它在商用的基带器件中常常采用。它的优点是：线性化比较好，效率高。缺点是：在宽频段上不稳定，需要高质量的混频器。

2.4 LINC(linear amplification with none linear component)

图3：LINC法原理框图

LINC原理如图3所示，它是采用每个放大器的输出非线性互相抵消的方法得到线性提高。优点是：效率高，实现简单。缺点是：功放特性的一致性要求比较严格，对器件特性变化敏感，同时也需要高效率的攻放管。

2.5预失真法

图4：预失真法原理框图

预失真法原理如图4所示，它的原理是利用预失真器产生与功放失真特性相反的失真特性，从而得到线性输出。它的优点是：线性度很好的改善，稳定，宽带。缺点是：矫正记忆效应比较难，有时候涉及到复杂的计算。

除了我们上述介绍的5种功放的线性化技术外，还有许多别的线性化技术。例如，模拟预失真法、EER(Envelope Elimination Restoration)、神经网络法，混沌控制等等。但是由于这种方法目前用的较少，这里不再论述。

下面表格是几种典型线性化技术指标比较：

三、自主射频预失真技术仿真

预失真技术可以大致分为数字预失真（Digital predistortion）、模拟预失真（Analog predistortion）和数字模拟混合预失真（D&A predistortion）。数字预失真在基站和手机中得到了广泛的应用，这是由于数字预失真的实现基于数字信号，这就不可避免的涉及到模拟信号的采样问题，受到A/D或者D/A器件采样率以及DSP或者FPGA自身处理速度制约，在射频段很难采用数字预失真线性化技术。基站和手机都比较容易的获得基带信号，因此预失真器可以在较低的频率上实现，这就为数字预失真硬件实现提供了可能。模拟预失真虽然可以在基带或者射频段实现，但是由于模拟器件自身特性的不稳定性，设计和控制都比较困难，也很难调试，并且自适应算法难以应用到这种方法当中，这就给功放线性化性能的进一步提高增加了难度。数字模拟混合预失真法是数字预失真法和模拟预失真法的一种折衷，它是利用数字器件来控制模拟器件，从而实现预失真功能。这种方法的应用范围更广，并且也很容易实现自适应控制。尤其是对我们直放站来说，为了避免调制和解调电路在直放站中出现，功放的预失真必须在射频段完成，因此我们这里的重点放在了数模混合的预失真方法，也就是下面所要讨论的射频预失真技术。

3.1射频预失真方案比较

目前就所看到的文献中，典型的射频预失真原理框图如下所示。

图5：直角坐标下射频预失真原理框图

图6：极坐标下射频预失真原理框图

图5，图6是我们准备采用的射频预失真原理框图。如图5所示，射频信号经过矢量调制器变为I、Q两路，射频信号包络检波得到的结果，作为工作函数的自变量或者作为查找表结构的地址，并根据预先建立好的预失真函数或者查找表中的预失真数据，来调整主通路上的I、Q两路信号，使功放线性化。工作函数的系数或者查找表中的数据通过DSP模块

提供，DSP 提供系数de 过程是个自适应的优化过程，优化的准则就是通过对功放输出ACPR 的检测，利用自适应算法使ACPR 值达到最小。

图6是极坐标情况下的射频预失真原理框图，与图5不同的是极坐标下工作函数是幅度和相位分别建模，得到的函数去控制幅度调节器和相位调节器。图5的工作函数建模时需要利用复数正交两路的方式建模，采用的是信号实虚部分别建模的原理，两者实质上涉及到一个直角坐标和极坐标的转换问题，其它各部分原理相同。

由于极坐标下工作函数建模相对容易，本报告主要集中在图6提供的方案下开展。

3.2 放大器非线性特征建模及仿真

这一部分主要集中在放大器非线性特征建模方面。由于放大器非线性特性主要靠AM-AM 和AM-PM 特性体现出来。所以放大器非线性特征的建模实质上就是AM-AM 和AM-PM 曲线的建模。通常我们用点频信号，等步进改变网络分析仪源功率的大小，从而可以测得一组数据，然后对这组数据经过调整后，利用多项式拟合出这两组曲线。最终得到反映功率放大器非线性特征的AM-AM,AM-PM 曲线。

曲线的拟合是采用最小二乘法准则进行拟合。这里简要叙述如下：

若对T m x x x x ],,,[21 =，T m y y y y ],,,[21 =两组数据拟合，拟合的多项式形式如下：

011a x a x a y n n n n ++=-- （1）

式中n 表示拟合出的多项式阶数。

∑=-++-=m

i n i n n i n i a x a x a y 1

201|)(| ξ （2）

则拟合准则即为使式（2）取最小值。如上所述y x ,均为列向量，我们首先构造一个范德蒙矩阵，如果构造n 阶多项式，则范德蒙矩阵如下所示：

???

???

?

???????=---1,,,,1,,,,1,,,,12

1221111m n m n m n n n n x x x x x x x x x V （3） 假设下式：

T n n a a a P ],,,[01 -= （4）

因此由上可以得到：

VP y = （5）

由上可以看出求解多项式的系数问题实际上就是求解（5）式解。直接求解（5）式就需要求V 的逆矩阵，这在求解过程中是非常复杂的。为了避免这一点，我们首先利用QR 正交分解使QR V =，（5）式变为：

QRP y = （6）

所以：

y Q R P *\'= （7）

式中利用了酉矩阵特性：I QQ T =。虽然（7）式也涉及到矩阵求逆，但是R 是一个三角阵，求解非常容易。Matlab 中为我们提供了方便的计算函数，这就节省了我们多项式拟合所需要的时间。

在实际AM-AM ，AM-PM 曲线拟合过程中，我们常采用归一化的图形，这是基于下面原理框图来的。

——

——

图7：功放的等效转换

在实验过程中我们对由京信公司功放室自己研制的8W 功放PA3950C100进行了测试，采用双音信号测试，中心频点897MHz,双音间隔0.6MHz 。测试过程中采用了R&S 公司提供了AM-AM ，AM-PM 专用测试软件AMPTUNE3.2，仪器采用了R&S 公司的SMU 矢量信号源，FSP 频谱仪，得到的49个归一化的数据点，然后采用5阶多项式拟合，红色小点表示的是实际测试数据，蓝色线表示的是拟合多项式曲线，如下图。

input amplitude

o u t p u t a m p l i t u d e

AM-AM 特性

input amplitude

p h a s e d i f f e r e c e (d e g r e e s )

AM-PM 特性

图8：AM-AM/AM-PM 特性曲线

AM-AM ： 0.0040-1.4228x 2.2322x -6.7944x 8249x .72.8372x y 2

3

4

5

++-= AM-PM ： 0.0533-1401x .04478x .19660x .55348x .7-3.1149x y 2

3

4

5

++-+=

后续非自适应射频预失真系统方案的仿真，我们采用Simulink 系统仿真工具，与其它

系统仿真工具相比，它的最大优势就是能够快速的把原理图实现方案转化为m 或者C 等程序实现，这为所研究方案的硬件实现奠定了基础，同时它还提供了和TI 公司C2000，C6000系列DSP 以及AD 公司SHARC 系列DSP 的硬件和软件接口，以及Altera 和Xilinx 公司的FPGA ，CPLD 的接口。功放原理图以及测试图如下所示。

图9：放大器模型图

上图中AM-AM,AM-PM 模块由一个多项式产生器构成，这个多项式即为上面所讨论的拟合曲线模型。

图10：放大器交调特性测试

x 10

8

频率（Hz ）

归一化幅度（d B )

双音信号

x 10

8

未加预失真时功放输出

频率（Hz ）

归一化幅度（(d B )

图11：双音信号频谱及未加预失真器时功放输出

对建立的放大器模型进行验证的时候，参数设置如下：中心频率897MHz ，双音间隔6kHz,幅度均为0.5，初始相位均为零。由于我们在这里对功放进行了归一化，幅度都设为0.5时，得到结果如上图11，功率放大器输出3阶和5阶交调分别为24.1dBc 和34.2dBc 。为了能够清晰的看到放大器输出交调的输出值，仿真结果幅度进行了归一化。（备注：PA3950C100中用到的末级功放管型号为MW4IC915MBR1,datasheet 给出960MHz ，功放输出15w ，双音间隔100kHz 下，功放管3阶交调和5阶交调分别为24dBc 和38dBc ）对比两个结果可以看出

这里建的放大器模型是有效的。

3.3射频预失真器建模及仿真

极坐标情况下，射频预失真器原理图如下图。

图12：非自适应射频预失真原理图

预失真器的建模关键在于预失真函数的产生，也就是说利用预失真器产生功率放大器AM-AM,AM-PM 曲线的逆向曲线，使归一化情况下，二者级联等效的结果是一条斜率为1的直线。预失真器的思想是通过串联一个与功放输入输出特性相反的预失真网络，对输入功放的信号进行预处理，以补偿功放的非线性。设A 是待补偿的功率放大器，B 是补偿放大器非线性的校正网络。放大器A 的传递函数表示为：

)(j A A |)(H |)(H ωφλωω= （8）

如果B 的传递函数为：

)(-j A B |)(H /K |)(H ωφλωω= （9）

则总的传递函数为：

K H H H B A == （10）

这里由于我们对功放进行了归一化，线性增益K 等于1。即：

1H H H B A == （11）

从上面的公式可以看出，A 网络和B 网络的幅度特性互为倒数，相位特性互为相反。

input amplitude

o u t p u t a m p l i t u d e

AM-AM 特性的反曲线

input amplitude

p h a s e d i f f e r e n c e (d e g r e e s )

AM-PM 特性反曲线

图13：预失真器的AM-AM/AM-PM 特性

预失真器AM-AM 和AM-PM 特征曲线公式如下：

AM-AM ： 0.012-1.1475x 2.2844x -7.2834x 10.065x 4.9323x y 2

3

4

5

++-= AM-PM ： 0.05331401x .04478x .19660x .55348x .73.1149x y 2

3

4

5

+--+-=

根据3.2节中得到的功率放大器AM-AM,AM-PM特性，算出预失真器的AM-AM,AM-PM反特性图形以及多项式如上所示。可以看出拟合出的曲线的反特性基本上能够抵消掉功率放大器的非线性失真特性。

与图12对应，我们在Simulink中设计的射频预失真仿真图形如下：

图14：预失真仿真图

图14主要由双音信号发生器，包络检波器（由幅度提取模块代替），工作函数产生器，矢量调制器以及放大器模型等五部分组成。工作函数产生器主要由反AM-AM,反AM-PM特性产生器两部分组成。矢量调制器采用了幅度和相位分别控制的形式仿真，如下图。

图15：工作函数产生器

图16：矢量调制器

理想情况下，即工作函数产生器产生出的特性和功率放大器的特性完全相反，得到的交调改善后的结果如图17。

x 10

8

频率（Hz)

归一化幅度（d B )

加预失真时功放输

出

x 10

8

频率（Hz)

归一化幅度（d B )

加预失真时功放输出

图17：预失真后功放输出

从图17中左图可以看出，3阶交调和5阶交调分别为58.1dBc 和57.1dBc 。与原始信号相比分别改善了34dB 和22.9dB 。当然这是在理想情况下，得到的结果。实际情况下，预失真器往往把直流分量忽略掉，即舍掉工作函数产生器中的常数项。得到的结果如图17右图。3阶交调和5阶交调分别为39.1dBc 和53.7dBc 。与原始信号相比分别改善了15dB 和19.5dB 。

为了分别了解AM-AM,AM-PM 特性对功放输出的影响，我们在只对AM-AM 特性进行预失真情况下得到的结果分别如下：

x 10

8

频率（Hz)

归一化幅度(d B )

加预失真器功放输

出

x 10

8

频率（Hz)

归一化幅度（d B )

加预失真器功放输出

图18：只对AM-AM 特性补偿

理想情况下，如图18左图3阶和5阶交调分别为47.6dBc 和57.8dBc 。忽略掉预失真器常数项后得到的如图18右图，3阶和5阶交调分别为38.5dBc 和53.8dBc 。从上面两组结果我们可以看出，放大器的非线性补偿主要应该针对功放的AM-AM 特性，为了达到一定的指标，必须保证AM-AM 补偿有足够的精度。相比之下，AM-PM 特性显得不是那么重要。这对预失真器的硬件实现有实际指导意义。

结论：从上面的仿真结果我们可以看出，如果采用本文研究的射频预失真方案，3阶交调和5阶交调分别可以得到15dB 和19.5dB 的改善。从数学观点理论情况下，分别可以得到34dB 和22.9dB 的改善。另外，放大器AM-AM 特性与AM-PM 特性相比对功放的输出交调值影响更大，我们在设计预失真器的时候必须在保证对AM-AM 特性足够精度补偿情况下，对AM-PM 特性进行补偿。

四、参考文献

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