concept的IGBT驱动板原理解读要点

板子的解读

a、有电气接口，即插即用，适用于17mm双管IGBT模块

b、基于SCALE-2芯片组双通道驱动器

命名规则：

工作框图

MOD（模式选择）

MOD输入，可以选择工作模式

直接模式

如果MOD输入没有连接（悬空），或连接到VCC，选择直接模式，死区时间由控制器设定。该模式下，两个通道之间没有相互依赖关系。输入INA直接影响通道1，输入INB 直接影响通道2。在输入（INA或INB）的高电位，总是导致相应IGBT的导通。每个IGBT 接收各自的驱动信号。

半桥模式

如果MOD输入是低电位（连接到GND），就选择了半桥模式。死区时间由驱动器内部设定，该模式下死区时间Td为3us。输入INA和INB具有以下功能：当INB作为使能输入时，INA是驱动信号输入。

当输入INB是低电位，两个通道都闭锁。如果INB电位变高，两个通道都使能，而且跟随输入INA的信号。在INA由低变高时，通道2立即关断，1个死区时间后，通道1导通。

只有在控制电路产生死区时间的情况下，才能选择该模式，死区时间由电阻设定。

典型值和经验公式：

Rm(kΩ)=33*Td(us)+56.4 范围：0.5us

注意：半桥上的2个开关同步或重叠时候，会短路DC link。

INA，INB（通道驱动输入，例如PWM）

它们安全的识别整个逻辑电位3.3V-15V范围内的信号。它们具有内置的4.7k下拉电阻，及施密特触发特性（见给定IGBT的专用参数表/3/）。INA或INB的输入信号任意处于临界值时，可以触发1个输入跃变。

跳变电平设置：

SCALE-2输入信号的跳变电平比较低，可以在输入侧配置电阻分压网络，相当于提升了输入侧的跳变门槛，因此更难响应噪声。

SCALE-2驱动器的信号传输延迟极短，通常小于90ns。其中包括35ns的窄脉冲抑制时间。这样可以避免可能存在的EMI问题导致的门极误触发。不建议直接将RC网络应用于INA或INB，因为传输延迟的抖动会显著升高。建议使用施密特触发器以避免这种缺点。

注意，如果同时使用直接并联与窄脉冲抑制，建议在施密特触发器后将驱动器的输入INA/INB并联起来。建议在直接并联应用中不要为每个驱动核单独使用施密特触发器，因为施密特触发器的延迟时间的误差可能会较高，导致IGBT换流时动态均流不理想。

典型情况下，当INA/INB升高到大约2.6V的阈值电压时，所有SCALE-2驱动核将会开启相应的通道。而关断阈值电压大约为1.3V。因此，回差为1.3V。在有些噪声干扰很严重的应用中，升高输入阈值电压有助于避免错误的开关行为。为此，按照图13在尽可能靠近驱动核的位置放置分压电阻R2和R3。确保分压电阻R2和R3与驱动器之间的距离尽可能小对于避免在PCB上引起干扰至关重要。

在开通瞬间，假设R2=3.3k?，R3=1k?，INA=+15V。在没有R2和R3的情况下，INA 达到2.6V后驱动器立即导通。分压网络可将开通阈值电压升高至大约11.2V，关断阈值电压则提升至大约5.6V。在此例中，INA和INB信号的驱动器在IGBT导通状态下必须持续提供3.5mA（串联电路上为4.3K，15V时所消耗）的电流。

SO1，SO2（状态输出）

输出SOx是集电极开路三极管。没有检测到故障条件，输出是高阻。开路时，内部500uA 电流源提升SOx输出到大约4V的电压。在通道“x”检测到故障条件时，相应的状态输出SOx变低电位（连接到GND）。

2个SOx输出可以连接到一起，提供1个公共故障信号。但是，建议单独评估状态信号，以达到快速准确的故障诊断。

状态信号是怎样处理的

1、二次侧的故障（IGBT模块短路或电源欠压检测）立即传输到相应的SOx输出。检测到短路电流的驱动器将发送1个故障反馈给相应的SOx输出。在大约1.4us的额外延时后，相应的IGBT将被关断。在该延时期间，IGBT不能被关断。

在闭锁时间TB过去后，SOx输出自动复位（返回到高阻状态）。

2、一次侧电源欠压同时指示到2个SOx输出。当一次侧电源欠压消失时（参阅定时信息的相关参数表/3/），2个SOx输出自动复位（返回到高阻状态）。

如果并联情况下电源欠压，相应的驱动器将发送1个故障反馈给相应的SOx输出，并立即关断相应的IGBT（s）。然后建议立即给所有并联的驱动器发送关断信号。然后，经过1个短暂的延时后，相应的IGBTs将会被关断。

对于SO信号的处理，有以下原则：

1. SO信号必须有明确的点位，最好就近上拉；

2 SO信号经过长线传输时可以考虑配合信号经过长线传输时，可以考虑配合缓冲器，以提高电压信号抗扰能力，且接收端要配合阻抗合适的下拉电阻；

SOx故障输出端有20mA的驱动能力。与主控制器的距离越长，SOx线路对EMC越敏感，因为普通控制器输入的阻抗比较高。如果未检测到故障状况，SOx输出为高阻抗。因此，很容易有电压尖峰被感应出来。（上图）中将上拉电阻R4放置在SOx线路末端靠近控制器的一侧的方案是不推荐的。图中显示的两种解决方案（中图和下图）可以解决这个问题：

1、将缓冲器按照图（中图）放置在靠近驱动器SOx端子的位置。建议使用R4>1k?的上拉电阻上拉至VCC。如果发生故障，相应的SOx输出将被拉到GND。建议将该电阻放置得尽可能靠近驱动器。图中100?电阻可保护缓冲器免受电磁干扰。下拉电阻R5可保护控制器输入免受电压尖峰影响。

2、在图（下图）中，由10?电阻和肖特基二极管构成的保护网络可保护驱动器的SOx 输出。

TB（调整闭锁时间TB的输入）

该端子TB，允许通过连接1个外部电阻到GND，来减少工厂设定的闭锁时间。下文的等式计算管脚TB和GND之间的必须连接的电阻Rb的值，以设定要求的闭锁时间Tb（典

型值）：

通过选择Rb=0Ω，闭锁时间也可以设置为最小值9us（典型值）。

如果不使用，输入TB可以悬空。

电源监控

驱动器的一次侧，2个二次侧驱动通道，配备有本地欠压监控电路。

如果出现一次侧电源欠压故障，2个IGBT被1个负的门极电压驱动，从而保持在断开状态（2个通道都闭锁），故障传送到2个输出SO1和SO2，直到故障消失。

如果一个二次侧电源欠压，相应的IGBT被1个负的门极电压驱动，从而保持在断开状态（通道闭锁），故障传送到相应的SOx输出，闭锁时间之后，SOx输出自动复位（返回为高阻状态）。

即使较低的电源电压，驱动器从IGBT的门极到发射极之间提供一个低阻。

注意：在1个半桥内，如果电源电压低，建议不要用1个IGBT驱动器操作IGBTs组。否则，高比率增加的Vce可能会造成这些IGBTs的部分开通

正副边电源变化规律：

SCALE-2副边的电源电压是由ASIC处理出来的。副边DC/DC电源的输出电压大约为25V，由ASIC内部分变成+15V及-10V，其中+15V是被稳压的，-10V是不稳的。VE管脚是芯片“造”出来的，内部是靠电流源来控制输出的电压源Viso是+15V来控制输出的电压源。Viso是+15V，VE是0V，COM是-10V。因此VE管脚上的静态负载的程度对VE的内部稳压影响很大。VE管脚上吞吐的电流只有几个mA。

欠压保护……

在驱动器的原方欠压的情况下，电源电压下降过程中，由于DCDC电源是开环的，所以副边的+25V也会跟着下降，而Viso与VE间有稳压电路，故被稳定在+15V，而VE与COM之间的-10V随着下降，如果，Viso与COM之间电压继续下降，降至VE对COM为-5.5V时，芯片会将-5.5V稳住，同时，Viso与VE之间的+15V开始下降，当这个电压下降到了12V的时候，芯片会报欠压保护，IGBT会被关短，且门级关断电压被维持在-5.5V。在驱动器掉电过程，IGBT的关断电压至少保持在-5.5V，因为大功率IGBT都有较强的米勒效应，必须要有负压才能保证关断的可靠，0压的关断是不可靠的！！！

短路保护和过流保护的意义及其区别

通常我们说的短路保护和过流保护是不一样的，是两个很不一样的概念，不应该混为一谈。

桥臂内短路（直通）

命名为“一类”短路

1、硬件失效或软件失效。

2、短路回路中的电感量很

小(100nH级)。

3、 VCE sat检测。

桥臂间短路（大电感短路）

命名为“二类”短路

1、相间短路或相对地短路

2、短路回路中的电感量稍

大(uH级的) 。

3、可以使用Vcesat ，也可以使用霍尔，根据电流变化率来定。

4、这类短路的回路中的电感量是不确定的。

短路分为一类及二类两种，但这两种短路都有一个共同点，那就是，IGBT会出现“退饱和现象”，当IGBT一旦退出饱和区，它的损耗会成百倍的往上升，那么允许持续这种状态的时会非常苛刻了，只有10us，我们需要靠驱动器发现这一行为并关掉门极。

IGBT过流的情况则是，回路电感较大，电流爬升很慢（相对于短路），IGBT不会发生退饱和现象，但是由于电流比正常工况要高很多，因此经过若干个开关周期后，IGBT的损耗也会比较高，结温也会迅速上升，从而导致失效。在这时，IGBT驱动器一般是不能及时发现这一现象的，因为IGBT的饱和压降的变化很微弱，驱动器通常识别不到这种变化。所以需要靠电流传感器来感知电流的数值，对系统进行保护。所以，我们认为，IGBT驱动器是为了解决短路保护，而过流保护则是由电流传感器来完成

短路的定义

IGBT发生短路时，描述短路电流的数学表达式如下，这是一个线性方程。它表示，在短路发生时，电流的绝对值与电压，回路中的电感量，及整个过程持续的时间有关系。

绝大部分的短路母线电压都是在额定点的影响短路电流的因素主要是

“短路回路中的电感量”。因此对短路行为进行分类定义时，短路回路中的电感量是主要的分类依据。如果短路回路中的电感量再继续增大，那么电流变化率就变得更低，此时就不是短路了，变成“过流”了。这时驱动器是察觉不到这种异常状态的，因此在系统中需要电流传感器来感知电流的绝对数值，从而进行“过流保护”。我们认为，通常IGBT驱动器是不能进行过流保护的。二类短路与过流之间没有明显的界限，学术上没有进行定义，在工程上，

可以做一个很粗略的假设：10A/us以下的电流变化率视为“过流”。

IGBT退饱和行为，其字面的意思是“退出了饱和区”，实际就是“进入线性区”的另外一种说法。IGBT的电流如果持续增大，当到达某一个点（退饱和点）时，IGBT的Vce会发生显著变化，会在非常短的时间内（例如几百纳秒内）上升至直流母线电压。退饱和行为的标志就是Vcesat上升至直流母线电压。Vcesat在饱和区内的变化是非常微弱的，如果想利用饱和压降的变化来辨识IGBT的电流是很困难的，通常我们只辨识IGBT的退饱和行为。

短路的检测和保护

短路保护设置：

设置Rvce的阻值，以使R流过电流大约0.6—1mA，比如V DC-LINK电压为1200V，则设置为1.2-1.8MΩ。流过的电流不要超过1mA。而且：在应用中，必须考虑PCB板的最小爬电距离。

参考电压Vref的设置，由于内部有150uA的电流源，参考电压，Rthx一般设计为68K，则比较电压为10.2V。

短路保护过程：

1、当IGBT关断时，内部mosfet打开，Cx上电压被钳在COM，比较器不翻转；

2、当IGBT导通时，驱动器内部的MOS管关闭，蓝点电位向红点充电，红点电位从-10V 开始上升（内部mosfet把红点电位钳在-10V），IGBT集电极电位下降至Vcesat，最终红点也到达Vcesat；

3、当IGBT短路后，IGBT会退出饱和区，此时蓝点电位迅速上升至直流母线电压，蓝点会通过电阻向红点充电，经过一段时间后（充电时间取决于直流母线电压、串联电阻值和电容值），红点电位会上升至绿点，比较器翻转，IGBT被关断。

门级钳位：

下图中的红圈内的二极管的作用是门极钳位，在IGBT短路时，门极电位有可能被抬升，门极钳位电路可以将门极电位钳住，以确保短路电流不会过高。

在IGBT短路时，集电极电流Ic剧烈上升，由于米勒效应的存在，在这个过程中，门级电位也会跟着上升，而门级电位高于15V，则短路电流也会冲高，可能比给定的短路电流

还高，如果不对门级进行钳位，短路电流可能跑的非常高，IGBT也会超出短路安全工作区。

大部分竞争的驱动器在过流或短路时是不能限制过压的。但是对高功率或高压IGBTs，这却是必要的。为了解决这个问题，SCALE-2即插即用驱动器提供了先进有效钳位功能。

先进有效钳位

关断电压尖峰的本质：

IGBT关断时，主回路的杂散电感中所存储的能量都需要有释放的途径，最常见的途径就是产生电压尖峰，在关断的过程中，这些能量都以关断损耗的形式耗散在IGBT上损耗的形式耗散在IGBT上。然而电压尖峰太高会损坏IGBT，因此，有源钳位就是将能量由高而窄的脉冲，转变成矮而宽的脉冲，这个过程中耗散掉的能量仍然是杂散的脉冲，转变成矮而宽的脉冲，这个过程中耗散掉的能量仍然是杂散电感所存储的能量。

有源钳位电路的本质：

驱动器使IGBT的关断过程延长目的是将杂散电感的能量耗散在IGBT上，或者说“让IGBT在线性区里多待一会”。

有效钳位是，如果集电极-发射极电压超过预定的门槛电压时，部分开通IGBT的一种技术。IGBT保持线性工作。

基本的有效钳位拓扑，建立1个单反馈通道，从IGBT的集电极通过暂态电压抑制器（TVS）到IGBT的门极。2SP0115T SCALE-2驱动器支持基于以下原则的CONCEPT先进有效钳位：当有效钳位有效时，驱动器的关断MOSFET断开，从而改善有效钳位的有效性，减少TVS上的损耗。

图就是CONCEPT公司推出的右图就是CONCEPT公司推出的基于SCALE2芯片组的Advanced Active Clamping的功能示意图。当TVS被击穿时，电流IAAC会流进ASIC（专用集成电路）的AAC单元。该单元会根据IAAC的大小操纵下管Mosfet。当该电流大于40mA 时，下管Mosfet开始被线性地关断，当电流大于500mA时，下管Mosfet完全关闭。

此时门极处于开路状态，Iz会向门极电容充电，使门极电压从米勒平台回到+15V 从而使关断电流变缓慢达到电压钳位的效果这个电台回到+15V，从而使关断电流变缓慢，达到电压钳位的效果。这个电路的特点是TVS的负载非常小，TVS的工作点非常接近额定点，

钳位的准度大大提高。

电路原理图（左）

在DC-link电压800V，集电极电流900A（正常集电极电流的2倍）时，450A/1200V IGBT 模块关断特性

下图是关断7500A电流（短路图是关断流短路测试）时产生的有源钳位动作。

黄线为Vge；

蓝线为Vce；

绿线为Ic(2KA/格)

可以看出：

1.门极波形从15V下跳时，Ic开始下降，同时产生了电压尖峰峰高

2.电压尖峰最高到达约2600V，然后被钳在2500V

3.电流在下降过程中的斜率被改变了

4.通常需要500ns就能关断的电流用了1.5us才被完全关断

因为有源钳位的动作点实际上是一个范围，在CONCEPT产品(即插即用)的中通常会给出对母线电压最大值的约束不会直接给出有源datasheet中，通常会给出对母线电压最大值

的约束，而不会直接给出有源钳位点的数值。如下图(1SP0635-33)。

下图为2SP0320-12：

需要注意，以上截图中讨论的母线电压都是稳态值，不是指的电压尖峰。

最关键的元件。下面以ST公司的

SMBJ130A为例进行解读。该器

件漏电流为1uA时，电压为130V；

其漏电流为1uA时，电压为

130V；其击穿点是电流为1mA

时，此时电压为144V~152V。

当6片SMBJ130A串联在一起，则其击穿门槛的最低值为144V×6=864V，典型值为152

×6=912V。可以看出，由于TVS目前的技术水平所限，其击穿点的电压是比较宽的是一个

范围其击穿点的电压是比较宽的，是个范围。

TVS的温度特性是正温度特性的，ST公司的SMBJ130A的温度系数大TVS的温度特性

是正温度特性的，ST公司的SMBJ130A的温度系数大约为+1‰；其他品牌的温度系数都能在datasheet中查到。在-40度时，TVS的击穿点比25度时大约下降6%~8%.

通常在大功率的IGBT的应用中，有源钳位的功能是非常必要的，而功率越小，必要性越低。其原因是随着系统的功率变大，IGBT的di/dt会增大，且杂散电感也会越大，因此电压尖峰会越高。

下表说明不同IGBT在关断额定电流时的di/dt的水平

在IGBT短路时，关断短路电流的di/dt会更高，比关断额定电流要高很多在IGBT短路时，关断短路电流的di/dt会更高，比关断额定电流要高很多，因此短路时电压尖峰更高。所以有可能出现，驱动器发现了IGBT的短路现象，并且也及时关断，但是由于di/dt太高，产生了非常高的电压尖峰，在关断该短路电流后仍然可以打坏了IGBT。这时，有源钳位电路就非常必要。

假设母排杂散电感为100nH，则在7000A/us的电流变化率下，电压尖峰将高达700V。有源钳位和软关断的比较

软关断电路的原理是：在IGBT关断的过程中，用一个较大的电阻对门极的电荷进行释放，从而实现门极电压出现缓慢下降，这样IGBT的电流会缓慢下降，di/dt会比较小，产生的电压尖峰也会比较小。

所以，软关断电路的目的是：

减小关断过程的电压尖峰。

软关断电路触发的条件：

软关断电路可以在每个关断脉冲都工作吗? 答案是不行。因为那样损耗极高。软关断电路的触发条件是IGBT短路故障，也就是说，通常这耗极高软关断电路的触发条件是G 短路故障，也就是说，通常这个功能是用于关断短路电流的时刻。而且这个动作发生后，驱动

器一定会报保护信号，机器随后就会停机了。

软关断电路只适用于短路保护时刻！

软关断电路是一个开环电路，它被触发的条件是驱动器检测到短路保护，它只能在这个时候有效。

有源钳位电路是一个闭环电路，它被触发的条件是集电极电位到达击穿门槛它在任何时候都有效TVS击穿门槛，它在任何时候都有效。

IGBT在关断1倍额定电流或者2倍额定电流时，产生的电压尖峰已经很高，但此时关断IGBT，并不会触发软关断功能，不过IGBT可能会面临高电压尖峰的风险；

对于有源钳位功能，无论IGBT关断多大的电流，无论是否短路保护或者霍尔器件发出的过流保护指令，只要电压尖峰到达TVS击穿门槛，电路就会工作对IGBT进行防护路就会工作，对IGBT进行防护；

总结：

软关断功能所覆盖的场合很单一，在更多的场合下，它不能有效动作；

有源钳位功能由于是闭环系统，在所有的场合下都能有效工作进行IGBT防护。