电力拖动自动控制系统课程设计

目录一．概论

1、转速、电流双闭环调速系统的简介

2、双闭环调速系统动态结构图

3、双闭环调速系统性能优点

4、转速调节器和电流调节器的作用

5、设计原则与步骤

二．电流调节器的设计

1、反馈系数

2、确定时间常数

3、选择电流调节器结构

4、计算电流调节器参数

5、校验近似条件

6、计算调节器电阻和电容

三．转速调节器的设计

1、确定时间常数

2、选择转速调节器结构

3、计算转速调节器参数

4、校验近似条件

5、计算调节器电阻和电容

6、校验转速超调量

7、转速调节器退饱和时转速超调量的计算四．分析总结

一、概论

1、转速、电流双闭环调速系统的简介

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图所示。图中，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

2、双闭环调速系统动态结构图

3、双闭环调速系统性能优点

①静特性

为了分析双闭环调速系统的静特性，必须先绘出它的稳态结构图，如下图。它可以很方便地根据上图的原理图画出来，只要注意用带限幅的输出特性表示PI 调节器就可以了。分析静特性的关键是掌握这样的 PI 调节器的稳态特征。

当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。

当调节器不饱和时，正如1.6节中所阐明的那样，PI 作用使输入偏差电压在稳态时总是零。

实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。双闭环直流调速系统的静特性如图所示。

d

i i n n I U U an n U U βα=====*0

*

式中，α、β—— 转速和电流反馈系数。由第一个关系式可得

0*

n U n n

==

α

（2-1）

从而得到上图静特性的CA 段。与此同时，由于ASR 不饱和，U*i < U*im ，从上述第二个关系式可知: Id < Idm 。这就是说， CA 段静特性从理想空载状态的 Id = 0 一直延续到 Id = Idm ，而 Idm 一般都是大于额定电流 IdN 的。这就是静特性的运行段，它是水平的特性。这时，ASR 输出达到限幅值U*im ，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。

（2-2）

式中，最大电流 Idm 是由设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。式（2-2）所描述的静特性是上图中的AB 段，它是垂直的特性。这样的下垂特性只适合于 n < n0 的情况，因为如果 n > n0 ，则Un > U*n ，ASR 将退出饱和状态。 ② 抗扰性能

一般来说，双闭环调速系统具有比较满意的动态性能。对于调速系统，最重

要的动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。

dm

*

im

d

I U I ==β

直流调速系统动态抗负载扰作用

由动态结构图中可以看出，负载扰动作用在电流环之后，因此只能靠转速调节器ASR来产生抗负载扰动的作用。在设计ASR时，应要求有较好的抗扰性能指标。

③单环与闭环的对比

在单闭环调速系统中，电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵抗电压扰动的性能要差一些。

双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。

因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。

4、电流调节器和转速调节器的作用

A、转速调节器

（1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。

（2）对负载变化起抗扰作用。

（3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。

B、电流调节器

（1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。

（2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。

（3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。

（4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。

5、设计原则与步骤

原则：按照设计多环控制系统先内后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外扩展。在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

（1）概念清楚、易懂；

（2）计算公式简明、好记；

（3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向；

（4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式；

（5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。

步骤：a、电流调节器的设计

（1）电流环结构框图的简化

（2）电流调节器结构的选择

（3）电流调节器的参数计算

（4）电流调节器的实现

b 、转速调节器的设计 （1）电流环结构框图的简化 （2）电流调节器结构的选择 （3）电流调节器的参数计算

（4）电流调节器的实现

二、电流调节器的设计

双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同，而是和无静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数： 1、 反馈系数 转速反馈系数：

*max 100.02667min 375

nm U V r n α===

电流反馈系数：

*100.008771140760 1.51140im dm dm n U V A

I I I A

βλ=====?= 2、确定时间常数

a 、忽略反电动势的动态影响

在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即?E ≈0。这时，电流环如下图所示。

U d0(s )

+

- U i

(s ) ACR

1/R

T l s+1

U *i (s )

U c (s )

K s T s s+1

I d (s )

β

T 0i s+1 1

T 0i s+1

图2-23a

b 、等效成单位负反馈系统

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成()*

i

U s β，则电流环便等效成单位负反馈系统,如下图。

c 、小惯性环节近似处理

最后，由于s T 和oi T 一般都比l T 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为

i s oi T T T ∑=+

简化的近似条件为

电流环结构图最终简化成图下

+

-

ACR

U c (s )

βK s /R (T l s+1)(T ∑i s+1)

I d (s )

U *i (s )

β

图2-23c

+

-

ACR

U c (s )

K s /R (T s s+1)(T l s+1)

I d (s )

U *i (s )

β

β

T 0i s+1

图2-23b

oi

s ci

131T T ≤ω

①整流装置滞后时间常数s T

按表1-2，三相桥式电路的平均失控时间0.00167s T s =

表1-2

②电流滤波时间常数0.002oi

T s =（已知量）

③电流环小时间常数之和i T ∑ 按上述小时间常数的近似处理，取

0.001670.0020.00367i s oi T T T s ∑=+=+=

3、选择电流调节器结构

首先，从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2-23c 可以看出，采用 I 型系统就够了。

其次，从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰

作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I 型系统。

图2-23c 表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI 型的电流调节器，其传递函数可以写成

式中i K —电流调节器的比例系数；

i τ —电流调节器的超前时间常数。

根据设计要求5%i

σ≤，并保证稳态电流无差，可以按照I 型系统设计电

流调节器，电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器，其传递函数为：

整流电路形式 最大失控时间 T smax （ms ） 平均失控时间 T s （ms ）

单相半波 单相桥式（全波）

三相半波

三相桥式、六相半波

20 10 6.67 3.33

10 5 3.33 1.67

s s K s W i i i ACR )

1()(ττ+=

检查对电源电压的抗扰性能：0.031

8.446870.00367

i l T T ∑==，参照表2-3的典型I 型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

122T T

m T T ==

15

110

120

130

max

100%b

C C ??

55.5%

33.2%

18.5%

12.9%

m t T 2.8 3.4 3.8 4.0 v t T

14.7

21.7 28.7

30.4

表2-3

4、计算电流调节器参数

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择i l T τ=，则电

流环的动态结构图便成为图2-24a 所示的典型形式，其中 i s I i K K K R βτ=。

校正后电流环的结构和特性 a) 动态结构图:

b) 开环对数幅频特性:

s s K s W i i i ACR )

1()(ττ+=

ACR 超前时间常数：0.031i

l T s τ==

电流环开环增益：要求5%i

σ≤时，按表2-2，应取0.5I i K T ∑=，因

此，10.50.5

136.239780.00367

i I K s T -∑=

==，于是，ACR 的比例系数136.239780.0310.14

0.89894750.00877

I i i s K R K K τβ??===?

参数关系KT 0.25 0.39 0.50 0.69 1.0 阻尼比

ξ

1.0

0.8

0.707

0.6

0.5

超调量

σ

0%

1.5%

4.3%

9.5%

16.3%

上升时间

r

t

∞

6.6T

4.7T

3.3T

2.4T

峰值时间 p

t

∞ 8.3T 6.2T 4.7T 3.6T

相角稳定裕度

γ

76.3 69.9 65.5 59.2 51.8

截止频率

c ω

0.243T 0.367T 0.455T 0.596T 0.786T

表2-2

5、校验近似条件

① 电力电子变换器纯滞后的近似处理：

1

3ci s T ω≤

② 忽略反电动势变化对电流环的动态影响：

13

ci m l T T ω≥ ③ 电流环小惯性群的近似处理：

113

ci s oi T T ω≤

在一般情况下，可选0.707,0.5i

I K T ξ∑==，1

2i i ci K T ω∑==

此外，如果对电流环的抗扰性能也有具体的要求，还得再校验一下抗扰性能指标是否满足。

电流环截止频率：1

136.23978ci I K s ω-==

⑴ 晶闸管整流装置传递函数的近似条件：

11

11199.6008136.23978330.00167

ci s s s T ω--==?=?， 满足近似条件。

⑵ 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：

11

11

3

350.91332136.239780.1120.031

ci m l s s T T ω--==?=?满足近似条件。

⑶ 电流环小时间常数近似处理条件：

11

111

1

182.39189136.239783

3

0.001670.002

ci s oi s s T T ω--==?=?满足近似条件。

6、计算调节器电阻和电容

图2-25

*-i d c U β为电流给定电压；I 为电流负反馈电压；U 为电力电子变换器控制电压

电流调节器电路参数的计算公式

0i i R K R =

，i i i R C τ=，01

4

oi oi T R C = 由图2-25，按所用运算放大器取，

040R =KΩ，则各电阻和电容值为

00.898944035.9576,36i i R K R ==?=KΩKΩ取

0.031

=

0.86111,0.936000

i

i i

C F F

R τμμ=

=取 0440.002

=0.2,0.240000

oi oi T C F F

R μμ?==取 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为

4.3%

5%i σ=，满足设计要求。

三、转速调节器的设计

1、确定时间常数

电流环闭环传递函数

电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函

数。由图2-24a 可知

忽略高次项，上式可降阶近似为

由近似条件得

式中，cn ω— 转速环开环频率特性的截止频率。

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为()*i U s ，因此电流环在转速环中

应等效为

这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。 这就表明，电流的闭环控制改造了控

制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能。

① 电流环等效时间常数

1

I K

已知 0.5i i K T ∑=

则1

220.003670.00734i I

T s K ∑==?= ②转速滤波时间常数0.02on

T s =

I

i d cli *2I i i i I I

(1)()1()1()/11(1)K s T s I s W s K T U s s s s T s K K β∑∑∑+===

++++11

1)(I

cli

+≈s K s W i

I

cn 31∑≤

T K ω11

1

)

()()

(I

cli *

i

d +≈

=

s K s W s U s I β

β

③转速环小时间常数n T ∑ 按照小时间常数近似处理，取

10.007340.020.02734n

on I

T T s

K ∑=+=+=

2、选择转速调节器结构 ①、转速环的动态结构

用电流环的等效环节代替图2-22 中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图2-26a 所示

②、系统等效和小惯性的近似处理

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/α，再把时间常数为 1 / KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中

1

n

on

I

T T K ∑=+

n (s )

+

- U n (s )

ASR C e T m s

R U *n (s ) I d (s )

α

T 0n s+1 1 T 0n s+1

U *n (s

)

111I

s K β++

-

I dL (s )

图2-26 a) 转速环的动态结构图及其简化

③、转速环结构简化

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中（见图 2-26b ），现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。 由此可见，ASR 也应该采用PI 调节器，其传递函数为

式中

n

K — 转速调节器的比例系数；

n τ

— 转速调节器的超前时间常数。

这样，调速系统的开环传递函数为

令转速环开环增益为

则 N n n

2

n (1)()(1)K s W s s T s τ∑+=+

n

+

-

ASR

C e T m s

R U *n (s )

α I d (s )

α /β

T ∑n s+1

U *

n (s

+

-

I dL (s ) b)等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理

s s K s W n n n ASR )

1()(ττ+=)1()1()1()1()(n 2m e n n n n m e n n n n ++=+?+=∑∑s T s T C s R K s T s T C R s s K s W βτταβαττm

e n n N

T C R

K K βτα=

c)校正后成为典型Ⅱ型系统

按照设计要求，选用PI 调节器，其传递函数为：

3、计算转速调节器参数 h

3 4 5 6 7 8 9 10 max b

C C ?

72.2%

77.5%

81.2%

84.0%

86.3%

88.1%

89.6%

90.8%

m t T 2.45 2.70 2.85 3.00 3.15 3.25 3.30 3.40 v t T

13.6 10.4

5

8.80 12.5

9

16.85

19.80

22.80

25.8 5

由表中数据可见，一般来说， h 值越小，

max b

C C ?也越小， tm 和 tv

都短，因而抗扰性能越好，这个趋势与跟随性能指标中超调量与 h 值的关系恰好相反，反映了快速性与稳定性的矛盾。但是，当 h < 5 时，由于振荡次数的增加， h 再小，恢复时间v t 反而拖长了。由此可见，h = 5是较好的选择，这与跟随性能中调节时间最短的条件是一致的（见下表）。因此，把典型Ⅱ型系统跟随和抗扰的各项性能指标综合起来看，h = 5应该是一个很好的选择。 h

3

4

5

6

7

8

9

10

σ

52.6% 43.6% 37.6% 33.2% 29.8% 27.2% 25.0% 23.3% r t T

2.40

2.65

2.85

3.0

3.1

3.2

3.3

3.35

s

s K s W n n n ASR )1()(ττ+=

s t T

12.15 11.65 9.55 10.45 11.30 12.25 13.25 14.20 k

3

2

2

1

1

1

1

1

因此取h=5，则ASR 的超前时间常数为

50.027340.1367n n hT s

τ∑==?=

转速环开环增益为

2

22

2216160.540362250.02734N n

h K s h T -∑+=

==??ASR 的比例系数为

(1)60.008770.112

10.50729

2250.026670.140.02734

e m n n h C T K h RT βα∑+??=

==????

4、 检验近似条件 应该满足的近似条件为

1

160.540360.136721.94587N

cn N n K K s

ωτω=

==?=

① 电流环传递函数简化条件为

111

136.23978

64.224053

3

0.00367

I cn

i K s T ω-∑==? ，

满足近似条件

② 转速环小时间常数近似处理条件为：

111

136.23978

27.511593

3

0.02

I cn

on K s T ω-==?，

满足近似条件

1313I cn i I cn

on

K T K T ωω∑≤≤

5、 计算调节器的电阻和电容 根据下图

取

040R =KΩ

则

010.5072940420.2916,420n n R K R ==?=KΩKΩ

取0.1367

0.32547,0.33420n

n n

C F F

R τμμ==

=取

0440.022,40on on T C F F R μμ?=

==取2

6、 校验转速超调量 当h=5时，查表2-6 h

3

4

5

6

7

8

9

10

σ

52.6% 43.6% 37.6% 33.2% 29.8% 27.2% 25.0% 23.3% r t T 2.40

2.65

2.85

3.0

3.1

3.2

3.3

3.35

s t T

12.15 11.65 9.55 10.45 11.30 12.25 13.25 14.20 k

3

2

2

1

1

1

1

1

可得

37.6%n σ=，不能满足设计要求。

实际上，由于上表是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR 饱和，不

符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况重新计算超调量。 7、 ASR 退饱和时的超调量计算

设理想空载起动时0z =，由前面的已知数据有：

1.5,0.14,760,375min,

dN N R I A n r λ==Ω==1.82min ,0.112,0.02734e m n C V r T s T s ∑=?==

当h=5时，由下表2-7 h

3

4

5

6

7

8

9

10

max b C C ?

72.2% 77.5% 81.2% 84.0% 86.3% 88.1% 89.6% 90.8%

m t T 2.45 2.70 2.85 3.00 3.15 3.25 3.30 3.40

v t T

13.6

10.45 8.80 12.59 16.85 19.80 22.80 25.85

查得

max 81.2%

b C C ?=，则

max max *

*()2()()n

b N n

b b m

T C n C n z C n C n T σλ∑????==-

7600.14

0.02734

1.82281.2% 1.59.27036%

3750.112?=????=， 能满足设计要求。

四、分析总结

通过这次课程设计，我对课本上知识有了一个更加深入的了解，通过实践也加深了我对理论知识的了解，基本上掌握了设计调节器的方法和解决问题的能力。

当完成设计的时候，心中万份喜悦，但也有些感悟。做什么事都没有那么简单，总会遇到苦难的时候，就看你怎么解决了。

困扰1：在设计电流调节器的调节电阻的时候出了点问题，我取值