变压器与电感设计手册(第三版)

P4、如果两个同样的的通电导体位置放得很近，则磁场将加强，其强度加倍。

P4、为磁场的能量密度，单位是erg/cm3 ,尔格/厘米3；B是磁感应强度或磁

通密度，单位是Gs；μ是介质的磁导率，无量纲；

P5、空心线圈的主要优点在于B和H之间的关系为线性关系。

P7、磁芯进入饱和后，线圈又恢复到空心状态之前。

P14、，R g是空气隙磁阻，l g是气隙长度，A c是磁芯的横截面积。

Rmt=Rm+Rg=+MPL为磁芯长度，是相对磁导率

气隙的磁阻甚至在气隙很小的情况下也比铁部分的磁阻大，因为磁性材料具有的磁导率相当高，所以，磁路的总磁阻更多地取决于气隙。

P15、粉末磁芯是由磁性材料的精细颗粒制成，这种粉末都涂上惰性的绝缘材料以使涡流最小化，在磁芯的结构中引入了分布的空气隙。

P16、气隙放置的地方能使由气隙处边缘磁通引起的噪声最小化是很重要的。

P17、边缘磁通处理不当，会发生磁芯过早饱和，高频带来边缘磁通和由它产生的寄生涡流。P18、把空气气隙引入磁路中可比较严格地抑制磁导率随温度和励磁电压变化而变化，电感器的设计一般将要求较大的空气气隙以便控制直流磁通。

边缘磁通缩短了空气隙，使磁路的总磁阻减小，因此使其电感比计算值增加一个系数F。

P20、开气隙的磁芯，以便求解不会发生过早的磁芯饱和，所需的线圈匝数为：N=

P32、制造商不愿意在一个地方制造锰-锌和镍-锌铁氧体，因为一种会污染另一种，从而导致其性能变坏。

P33、当气隙尺寸相当大时，材料磁导率对有效磁导率几乎没有影响。

P47、逆变器中变压器的设计目标是最小的体积、最高的效率、和在最宽广的环境条件下满足要求的性能。多数工程师选择尺寸而不是效率作为最重要的准则，同时，为变压器磁芯材料选择一个中等的损失系数，因此，在频率增加是，铁氧体就成为最常用的材料。

P50、磁芯的带材终端由惯常的方式焊接后对其性能有些损害。

P53、对于一个特定尺寸的铁芯，当气隙最小时，其电感量最大。当S1闭合时，在二次绕组中流有一个不平衡直流电流，磁芯受到一个直流磁化力，在变换器和逆变器的设计中，这个直流磁通由于交流磁通的摆动而扩大了，如果B DC和B AC之和偏到了磁芯材料的最大磁通密度以上，则其增量磁导率μAC降低，使磁化电流I m增加，这个状况可以通过在磁芯中引入空气隙，使磁芯中的直流磁化降低而得补救。但是，气隙尺寸有实际限制，既然空气隙使阻抗降低，它会导致磁化电流增加。这个磁化电流时电感性的，由这样的电流产生的电压尖峰对开关晶体管施加一个高的电压应力，并可能引起晶体管的失效。这个应力可以通过严格控制气隙的研磨和腐蚀以保持气隙到最小而最小化。

变压器的设计实例

摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标开关电源变换器部分原理图如图1所示。 https://www.360docs.net/doc/e48408393.html,提示请看下图: 其主要技术参数如下：电路形式半桥式；整流形式全波整流；工作频率 f=38kHz；变换器输入直流电压 Ui=310V；变换器输出直流电压 Ub=14.7V；输出电流 Io=25A；工作脉冲占空度 D=0.25～O.85；转换效率η≥85％；变压器允许温升△τ=50℃；变换器散热方式风冷；工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应

油浸电力变压器设计手册-沈阳变压器(1999) 6负载损耗计算

目录 1 概述SB-007.6 第 1 页 2 绕组导线电阻损耗（P R）计算SB-007.6 第 1 页 3 绕组附加损耗（P f）计算SB-007.6 第1页3.1 层式绕组的附加损耗系数（K f %）SB-007.6 第 1 页3.2 饼式绕组的附加损耗系数（K f %）SB-007.6 第 2 页3.3 导线中涡流损耗系数（K w %）计算SB-007.6 第 2 页 3.3.1 双绕组运行方式的最大纵向漏磁通密度（B m）计算SB-007.6 第 2 页3.3.2 降压三绕组变压器联合运行方式的最大纵向漏磁通密度（B m）计算SB-007.6 第 3 页 SB-007.6 第3 页3.3.3 升压三绕组（或高-低-高双绕组）变压器联合运行方式的最大纵向漏磁通密度（B m）计算 3.3.4 双绕组运行方式的涡流损耗系数（K w %）简便计算SB-007.6 第4 页3.4 环流损耗系数（K C %）计算SB-007.6 第 4 页3. 4.1 连续式绕组的环流损耗系数（K C %）计算SB-007.6 第4 页3.4.2 载流单螺旋―242‖换位的绕组环流损耗系数（K C1 %）计算SB-007.6 第5 页 SB-007.6 第5 页3.4.3 非载流(处在漏磁场中间)单螺旋―242‖换位的绕组环流损耗系数（K C2 %）计算 3.4.4 载流双螺旋―交叉‖换位的绕组环流损耗系数(K C1 %)计算SB-007.6 第6 页 SB-007.6 第7 页3.4.5 非载流(处在漏磁场中间)双螺旋―交叉‖ 换位的绕组环流损耗系数（K C2 %）计算 4引线损耗（P y）计算SB-007.6 第7 页5杂散损耗（P ZS）计算SB-007.6 第8 页5.1小型变压器的杂散损耗（P Z S）计算SB-007.6 第8 页5.2中大型变压器的杂散损耗（P Z S）计算SB-007.6 第9 页5.3 特大型变压器的杂散损耗（P Z S）计算SB-007.6 第10 页

反激式开关电源设计的思考六-变压器设计实例

反激式开关电源设计的思考六－变压器设计实例已知条件：输入电压：DC:380V～700V 输出电压：1) 5V／0.5A 2) 12V／0.5A 3) 24V／0.3A PWM控制论芯片选用UC2842，开关频率：50KHz 效率η：80％取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到；算得Po＝5×0.5+12×0.5+24×0.3=15.7 W 计算步骤： 1、确定变比N N＝Np／Ns VoR = N(VO+VD) N＝VoR／(VO+VD) VoR取210V N＝210／(12+1)＝16.1 取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯计划选择EE型磁芯，因此ΔB为0.2T，电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) ＝2.51×103 （mm4）通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知

通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae＝42.2mm2=4.22X10-3m2 4、计算初级匝数Np

5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L

7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns： Ns＝Np/N ＝250／16 ＝15.625 取16匝 2）、计算每匝电压数Te： Te＝（Uo＋Ud）／Ns ＝（12＋1）／16 ＝0.8125 3）、7.5V匝数： N7.5V＝U／Te ＝（7.5＋0.5）／0.8125 ＝9.84取10匝 4）、24V匝数 N24V＝U／Te ＝（24＋1）／0.8125 ＝30.7取31匝 5）、辅助绕组15V N15V＝U/Te ＝（15＋1）／0.8125 ＝19.7取20匝 8、计算初级线径： 1）、计算电流有效值I

反激变压器设计实例(二)

反激变压器设计实例（二）目录反激变压器设计实例（二） (1) 导论 (1) 一．自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。

图1.反激电路主拓扑图2.开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。一．自跟踪电压抑制当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断

反激变压器的详细公式的计算

单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯

变压器设计1

干式铁心电抗器一、基本原理电抗器是一个电感元件，当电抗器线圈中通以交流电时，产生电抗（X L ）和电抗压降（U L =I L X L ）。空心电抗器线圈中无铁心，以非导磁材料空气或变压器油等为介质，其导磁系数很小（1≈μ），磁阻（C r ）很大，线圈电感（L ）、电抗（X L ）及电抗压降（U L ）均小；铁心电抗器的线圈中放有导磁的硅钢片铁心材料，硅钢片导磁系数大，磁阻小，其电感（L ）、电抗（X L ）及电抗压降（U L ）均大。另外，铁心电抗器铁心柱上放有气隙（或油隙），改变气隙长度，会改变磁路磁阻，从而得到所需电感值（L ）、电抗（X L ）及电抗压降（U L ）。铁心电抗器线圈通过交流电，产生磁通分两部分，如图所示。一部分是通过铁心之外的线圈及空道的漏磁通（q Φ），它产生线圈漏抗（X Lq ）及漏抗压降（U Lq = I L X Lq ）；另一部分是通过铁磁路（铁心及气隙）的主磁通（T Φ），它将在线圈中感应一个电势E ，其E ?可以视为一个电压降，如忽略电阻电压降，此压降可认为是主电抗压降（U LT ）。等值电路如图所示。电抗压降（U L ）的通式： C C L C C L C L L L L L l A W fI l A W fI r W I L I X I U 28022 109.72?×==== =μμπωω （V）式中： L I —通过电抗器线圈的电流（A） L X —电抗器电抗（Ω） L —电抗器电感（H） W —线圈匝数 C r —磁阻（H -1 ），C r =C C A l 0μμ μ—相对导磁系数，如空气或变压器油μ=1 0μ—绝对导磁系数，cm H /104.080?×=πμ C l —磁路长度（cm） C A —磁路面积（cm 2 ）磁通与磁势图 U LT 等值电路图

逆变器用变压器设计

计算方法 A 已知条件：输出功率：2P =25W ；次级电流：2I =0.115A ；（220V ？）初级电流：1I =1.0A ；电源频率：f =50Hz ；效率：η>0.9; 功率因数：cos ?>0.9；温升：m τ?<55℃。 B 电压计算输入功率：212527.80.9P P η= ==W 初级电压：11127.827.81P U I = ==V 次级电压：22225217.390.115 P U I ===V 次级负载电阻：()222222518900.115P R I = ==?C 选择铁芯按2P 选择铁芯。当使用R 型铁芯R-30，材料使用DQ151-35时。铁芯相关性能为：当0B =1.70T 时，S P ≤2.2W/kg ，磁化伏安≤8V A/kg ，~H ≤3.5A/cm 2 223.1410 3.142C d S cm π??==×=????；()()2 5.45 2.021.95 2.022.8C L =×+++=cm ；

C G =0.425（kg ）;c F =64cm 2 D 匝数计算 44 1010108.43864.44 4.4450 1.7 3.14 c TV fB S ===×××匝/V 当%U ?=15%（8%？），()()128.43869.92781%10.15TV TV U ===???匝/V （()()128.43869.1721%10.08TV TV U ===???）11127.88.4386235N U TV =×=×=匝 2222179.92782155N U TV =×=×=匝（2222179.1721990N U TV ==×= ）E 导线直径确定（数据提供23.5~4.0/j A A mm = ）1 1.130.604d === mm 2 1.130.205d ===mm 若取QZ-2（二级聚酯漆包线）标准导线，则10.630d mm =,1max 0.704d mm =，铜导体电阻54.84/km ?；20.224d mm =,2max 0.266d mm =，铜导体电阻433.8/km ?。

反激式变压器的设计

反激式变压器的设计反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)

所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美国))：（28a）式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)

电力变压器手册.doc

变压器是一种通过改变电压而传输交流电能的静止感应电器。它有一个共同的铁心和与其交链的几个绕组，且它们之间的空间位置不变。当某一个绕组从电源接受交流电能时，通过电感生磁、磁感生电的电磁感应原理改变电压（电流），在其余绕组上以同一频率、不同电压传输出交流电能。因此，变压器的主要结构就是铁心和绕组。铁心和绕组组装了绝缘和引线之后组成了变压器的器身。器身一般装在油箱或外壳之中，再配置调压、冷却、保护、测温和出线装置，就成为变压器的结构整体。变压器分为电力变压器和特种变压器。电力变压器又分为油浸式和干式两种。目前，油浸式变压器用作升压变压器、降压变压器、联络变压器和配电变压器，干式变压器只在部分配电变压器中采用。电力变压器可以按绕组耦合方式、相数、冷却方式、绕组数、绕组导线材质和调压方式分类。如称为单相变压器、双绕组变压器等。但是这样的分类包含不了变压器的全部特征，所以在变压器型号中往往要把所有的特征表达出来，并标记以额定容量和高压绕组额定电压等级。图示是电力变压器产品型号的表示方法。 □□□□□□□□－□/□□－防护代号（一般不标，TH-湿热，TA－干热）高压绕组额定电压等级（KV）额定容量（KV A）设计序号（1、2、3…；半铜半铝加b）调压方式（无励磁调压不标，Z－载调压）导线材质（铜线不标，L－铝线）绕组数（双绕组不标，S－绕组，F－分裂绕组）循环方式（自然循环不标，P－强迫循环）冷却方式（J－油浸自冷，亦可不标；G－干式空气自冷，C-干式浇注绝缘，F-油浸风冷， S－油浸水冷）相数（D－单相，S－三相）绕组耦合方式（一般不标，O－自耦）（1）相数和额定频率变压器分单相和三相两种。一般均制成三相变压器以直接满足输配电的要求，小型变压器有制成单相的，特大型变压器做成单相后组成三相变压器组，以满足运输的要求。（2）额定电压、额定电压组合和额定电压比 a.、额定电压变压器的一个作用就是改变电压，因此额定电压是重要数据之一。变压器的额定应与所连接的输变电线路电压相符合，我国输变电线路电压等级（KV）为0.38、3、6、10、15（20）、35、63、110、220、330、500 输变电线路电压等级就是线路终端的电压值，因此连接线路终端变压器一侧的额定电压与上列数值相同。线路始端（电源端）电压考虑了线路的压降将比等级电压为高。 35KV以下电压等级的始端电压比电压等级要高5％，而35KV.及以上的要高10％，因此变压器的额定电压也相应提高。线路始端电压值（KV）为 0.4、3.15、6.3、10.5、15.75、38.5、69、121、242、363、550 由此可知，高压额定电压等于线路始端电压的变压器为升压变压器，等于线路终端电压（电压等级）的变压器为降压变压器。变压器产品系列是以高压的电压等级而分的，现在电力变压器的系列分为 10KV及以下系列、35KV系列、63KV系列、110KV系列和220KV系列等。

电子变压器项目规划设计方案 (1)

电子变压器项目规划设计方案规划设计/投资方案/产业运营

摘要中国电子变压器为满足国际市场的需要，通过实施“以质取胜”的战略，电子变压器出口已逐步形成规模，工艺装备也日臻完善。特别是近年来电子变压器产业的发展前沿，如功率铁氧体材料、软磁合金材料、非晶结晶磁性材料、纳米合金磁性材料、压电陶瓷、纳米绝缘材料等均取得卓有成效的发展，这为电子变压器行业技术进步创造了良好条件，电子变压器将伴随着整机微型化的需求，向高频化、低损耗、片式的方向发展。该电子变压器项目计划总投资11693.96万元，其中：固定资产投资8863.02万元，占项目总投资的75.79%；流动资金2830.94万元，占项目总投资的24.21%。本期项目达产年营业收入24920.00万元，总成本费用19643.28 万元，税金及附加226.10万元，利润总额5276.72万元，利税总额6230.64万元，税后净利润3957.54万元，达产年纳税总额2273.10万元；达产年投资利润率45.12%，投资利税率53.28%，投资回报率33.84%，全部投资回收期4.45年，提供就业职位429个。

电子变压器项目规划设计方案目录第一章总论一、项目名称及建设性质二、项目承办单位三、战略合作单位四、项目提出的理由五、项目选址及用地综述六、土建工程建设指标七、设备购置八、产品规划方案九、原材料供应十、项目能耗分析十一、环境保护十二、项目建设符合性十三、项目进度规划十四、投资估算及经济效益分析十五、报告说明十六、项目评价十七、主要经济指标

第二章项目建设背景一、项目承办单位背景分析二、产业政策及发展规划三、鼓励中小企业发展四、宏观经济形势分析五、区域经济发展概况六、项目必要性分析第三章建设内容一、产品规划二、建设规模第四章项目建设地方案一、项目选址原则二、项目选址三、建设条件分析四、用地控制指标五、用地总体要求六、节约用地措施七、总图布置方案八、运输组成九、选址综合评价

4.变压器与电感器的设计要点

损耗确认：在3.2:节已对反激变压器的损耗进行了分析，但如何确认实际的情况，只有实测原副边绕组和磁芯的温度，而且要在无风的条件下测量，并根据温度进行改进，使铜损等于铁损，且原副边的铜损相等。但实测原副边绕组的温度很困难，所以，要保证原副边绕组的铜损相等，必须按原副边绕组总的铜面积相等的原则选定线径。磁芯尺寸：要知道磁芯的尺寸是经过反复优化而确定的，目的是传输更大的功率和减小寄生参数，所以，在使用磁芯时，窗口一定要用满，如原副边绕组一定要绕满窗口，否则就一定会有不妥之处，如选的磁芯型号过大等等。半匝：在多绕组输出时，偶尔会为得到准确的输出电压而使用半匝，但要搞清楚半匝的本质，从电流必须流过完整的回路角度看，半匝其实并不真正存在，只是另一半是由其余线路来充当而已。这样一来，漏感大增是肯定的，故此，半匝不能在主要绕组上使用。另外还有安规方面的问题。所以要慎用半匝。

线路对漏感有惊人的影响，特别是变压器匝比较大时，所以，良好的布线是保证漏感较小的前提，因此，变压器漏感的测量要在PCB 板上进行，在输出二极管D 和电解电容C 的位置，要用短粗铜线短接，这样测ab 点之间的漏感值才是在电路中起作用的漏感，千万不要被错误的测量而误导。漏感测量：为了减小漏感，我们花费很大的精力在变压器上进行改善，并测得有不超过2~3%的漏感，深感欣慰。但不要忘记， PCB Q Vin+C Np Ns Vo+Vo-a b D 脉冲丢失：反激变换器在轻载或空载时，会有脉冲丢失的现象，其原因是反激变压器开通一次所存的能量超过负载的需求，电压环的误差放大器处于随机工作状态所致。增大电感量会有改善，但只增电感量会有其他问题产生，所以，还是在电路上寻找改善的办法，如增大D max 、降低f s 、增加假负栽、加大电流前沿尖峰的削减等等。

油浸电力变压器温升计算设计手册

设计手册油浸电力变压器温升计算

目录 1 概述第 1 页热的传导过程第 1 页温升限值第 2 页 1.2.1 连续额定容量下的正常温升限值第 2 页 1.2.2 在特殊使用条件下对温升修正的要求第 2 页 1.2.2.1 正常使用条件第 2 页 1.2.2.2 安装场所的特殊环境温度下对温升的修正第 2 页 1.2.2.3 安装场所为高海拔时对温升的修正第 3 页 2 层式绕组的温差计算第 3 页层式绕组的散热面（S q c ）计算第 3 页层式绕组的热负载（q q c ）计算第 3 页层式绕组的温差（τq c ）计算第 4 页层式绕组的温升（θqc ）计算第 4 页 3 饼式绕组的温升计算第 4 页饼式绕组的散热面（S q b ）计算第 4 页 3.1.1 饼式绕组的轴向散热面（S q bz ）计算第 4 页 3.1.2 饼式绕组的横向散热面（S q b h ）计算第 5 页饼式绕组的热负载（q q b ）计算第 5 页饼式绕组的温差（τq b ）计算第 5 页 3.3.1 高功能饼式绕组的温差（τq g ）计算第 5 页 3.3.2 普通饼式绕组的温差（τq b ）计算第 6 页饼式绕组的温升（θq b ）计算第 7 页 4 油温升计算第 8 页箱壁几何面积（S b ）计算第 8 页箱盖几何面积（S g ）计算第 9 页版次日期签字旧底图总号底图总号日期签字油浸电力变压器温升计算共页第页 02 01

油箱有效散热面（S yx ）计算第 9 页 4.3.1 平滑油箱有效散热面（S yx ）计算第 9 页 4.3.2 管式油箱有效散热面（S yx ）计算第10 页 4.3.3 管式散热器油箱有效散热面（S yx ）计算第12 页 4.3.4 片式散热器油箱有效散热面（S yx ）计算第14 页目录油平均温升计算第19 页 4.4.1 油箱的热负载（q yx ）计算第19 页 4.4.2 油平均温升（θy ）计算第19 页顶层油温升计算第19 页 5 强油冷却饼式绕组的温升计算第21 页强油导向冷却方式的特点第21 页 5.1.1 线饼温度分布第21 页 5.1.2 横向油道高度的影响第21 页 5.1.3 纵向油道宽度的影响第21 页 5.1.4 线饼数的影响第21 页 5.1.5 挡油隔板漏油的影响第21 页 5.1.6 流量的影响第21 页强油冷却饼式绕组的热负载（q q p ）计算第22 页强油冷却饼式绕组的温差（τq p ）计算第23 页强油冷却饼式绕组的温升（θq p ）计算第23 页强油风冷变压器本体的油阻力（ΔH T ）计算第23 页 5.5.1 油管路的油阻力（ΔH g ）计算第23 页 5.5.1.1 油管路的摩擦油阻力（ΔH M ）计算第23 页 5.5.1.2 油管路特殊部位的形状油阻力（ΔH X ）计算第24 页 5.5.1.3 油管路的油阻力（ΔH g ）计算第25 页 5.5.2 线圈内部的油阻力（ΔH q ）确定第26 页 5.5.2.1 线圈内部的摩擦油阻力（ΔH q m ）计算第26 页 5.5.2.2 线圈内部特殊部位的形状油阻力（ΔH qT ）计算第27 页油浸电力变压器温升计算共页第页 02 02

变压器设计

应用领域： ?逆变焊机电源 ?通讯电源 ?高频感应加热电源 ? UPS电源 ?激光电源 ?电解电镀电源性能特点： ?高饱和磁感应强度----有效缩小变压器体积 ?高导磁率、低矫顽力-提高变压器效率、减小激磁功率、降低铜损 ?低损耗-降低变压器的温升 ?优良的温度稳定性-可在-55~130℃长期工作铁基纳米晶铁芯与铁氧体铁芯基本磁性能对比纳米晶铁芯铁氧体铁芯基本参数饱和磁感强度Bs 1.25T 0.5 剩余磁感Br（20KHz） <0.20 0.2 铁损（20KHz/0.2T）（W/Kg） <3.4 7.5 铁损（20KHz/0.5T）（W/Kg） <30 — 铁损（50KHz/0.3T）（W/Kg） <40 — 磁导率（20KHz）（Gs/Oe） >20,000 2,000 矫顽力Hc(A/m) <1.60 6 饱和磁致伸缩系数（×10－6） <2 4 电阻率(μΩ.cm) 80 106 居里温度(℃) 560 <200 铁芯叠片系数 >0.70 — 纳米晶主变铁芯一代产品安泰非晶生产的第一代逆变主变压器铁芯,带材厚度30μm，适合20KHz条件下工作。磁芯设计最大功率=重量最小值x10

产品规格铁芯尺寸保护盒尺寸有效截面积磁路长度重量最小值建议适用焊机电流 od(mm) id (mm) ht(mm) OD (mm) ID (mm) HT (mm) (cm2) (cm) （g）（A） ONL-503220 50 32 20 53 28 23 1.35 12.8 125 120, 140, 160 ONL-644020 64 40 20 66 37 23 1.68 16.3 200 160, 180 ONL-704020 70 40 20 73 38 24 2.16 17.3 270 180, 200 ONL-704025 70 40 25 72 37 28 2.63 17.3 330 180, 200 ONL-755025 * 75 50 25 77 47 28 2.19 19.6 310 180, 200 ONL-805020 80 50 20 82 46 23 2.1 20.4 300 160, 180, 200 ONL-805 025 80 50 25 85 44 30 2.63 20.4 390 200, 250, 300 ONL-1006020 100 60 20 105 56 23 2.8 25.1 510 315, 350, 400 ONL-1056030 105 60 30 110 56 35 5.06 25.9 945 315, 350, 400 ONL-1206030 120 60 30 125 57 35 6.3 28.3 1280 400, 500, 630 ONL-1206040 * 120 60 40 125 57 45 8.4 28.3 1710 500, 630 ONL-1207020 120 70 20 125 67 25 3.5 29.8 750 350, 400, 500 ONL-1207025 120 70 25 125 67 30 4.38 29.8 940 315, 350, 400 ONL-1207030 120 70 30 125 67 35 5.25 29.8 1130 500, 630, 800 ONL-1207040 * 120 70 40 125 67 45 7 29.8 1500 500, 630, 800, ONL-1308040 130 80 40 136 76 45 7 33 1660 500, 630, 800 ONL-17011050 * 170 110 5 0 176 104 56 10.5 43.96 3320 1000, 1250, 1600 注：可以根据用户要求提供其它规格的铁芯。纳米晶主变铁芯二代产品相比一代逆变主变压器铁芯，二代铁芯减小了发热量，在同等工作条件可以选择更加小型化的铁芯，满足焊机行业轻量化、小型化的发展要求。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]

电感和反激变压器设计

电感和反激变压器设计滤波电感，升压电感和反激变压器都是“功率电感”家族的成员。它们的功能是从源取得能量，存储在磁场中，然后将这些能量（减去损耗）传输到负载。反激变压器实际上是一个多绕组的耦合电感。与上一章变压器不同，变压器不希望存储能量，而反激变压器首先要存储能量，再将磁能转化为电能传输出去。耦合滤波电感不同于反激变压器，反激变压器先储能后释放；而耦合滤波电感同时储能，同时释放。 8.1 应用场合应用电路拓扑、工作频率以及纹波电流等不同，电感设计考虑的因素也不同。用于开关电源（参看图8-1）的电感有： ①单线圈电感－输出滤波电感（Buck ）、升压电感（Boost ）、反激电感（Buck-Boost ）和输入滤波电感。 ②多线圈电感－耦合输出滤波电感、反激变压器。 ③EMI 共模滤波电感。电路中，电感有两个工作模式（图8-2）： ①电感电流断续模式－瞬时安匝（在所有线圈中）在每个开关周期内有一部分时间停留在零状态。②电感电流连续模式－在一个周期内，电感电流尽管可以过零（如倍流电路中滤波电感），电感的安匝（磁势）没有停留在零的时间。在电流连续模式中，纹波电流通常非常小（同步整流除外），线圈交流损耗和磁芯交流损耗一般不重要，尽可能选择较大的磁通密度以便减少电感的体积，饱和是限制选择磁通密度大小的主要因素。但在电流断续模式中交流损耗占主导地位，磁芯和线圈设计与第7章正激变压器相似，主要考虑的是磁芯损耗和线圈的交直流损耗引起的温升和对效率的影响。 8.1.1输出滤波电感（Buck ）正激类输出滤波电感和Buck 变换器输出电感（图8-1(a)）相同，一般工作在电流连续模式(图8-2(b))。电感量为 L U T I U T kI U D D kfI o of o of o i o ≥== ??212() (8-1) 式中 U i －电感输入端电压(V)； D －T on /T －占空度； U o ＝DU i －输出电压(V)； f =1/T －开关频率（Hz ）； I o －输出电流（A ）； T on , T of =T - T on －输入电压的高电平（导通）时间和低电平（截止）时间。k =ΔI /2I o 。允许的纹波电流ΔI 越小，即k 越小，电感L 越大，电流纹波越小，可以选择较小的滤波电容； U o U o U o o (d)反激变压器图8-1 电感应用 I (b)连续模式图8-2 电感电流模式

基于IR2161的电子变压器设计_说明书

信息职业技术学院毕业设计说明书(论文) 设计(论文)题目:基于IR2161的电子变压器设计专业: 通信技术班级: 通技07-1 学号: 姓名: 指导教师: 二ΟΟ九年十二月二十四日

目录摘要.................................................. 0矚慫润厲钐瘗睞枥庑赖。绪论.................................................. 1聞創沟燴鐺險爱氇谴净。第1章总体方案设计.................................... 2残骛楼諍锩瀨濟溆塹籟。 1.1 方案提出 ....................................... 2酽锕极額閉镇桧猪訣锥。 1.2 方案论证 ....................................... 2彈贸摄尔霁毙攬砖卤庑。第2章参数计算和元件选择.............................. 5謀荞抟箧飆鐸怼类蒋薔。 2.1 输入电源整流滤波电路 ........................... 5厦礴恳蹒骈時盡继價骚。 2.2 IR2161芯片电路................................. 5茕桢广鳓鯡选块网羈泪。 2.3 变压电路 ....................................... 9鹅娅尽損鹌惨歷茏鴛賴。第3章制作与调试..................................... 11籟丛妈羥为贍偾蛏练淨。 3.1 印制电路图 .................................... 11預頌圣鉉儐歲龈讶骅籴。 3.2 制作调试注意事项 .............................. 11渗釤呛俨匀谔鱉调硯錦。总结................................................. 12铙誅卧泻噦圣骋贶頂廡。致谢................................................. 13擁締凤袜备訊顎轮烂蔷。参考文献............................................... 14贓熱俣阃歲匱阊邺镓騷。附录1 电路原理图 ..................................... 15坛摶乡囂忏蒌鍥铃氈淚。附录2 PCB版图........................................ 16蜡變黲癟報伥铉锚鈰赘。附录3 元器件明细表 ................................... 17買鲷鴯譖昙膚遙闫撷凄。

单端反激变压器设计简单计算

实例讲解电源高频变压器的设计方法开关电源高频变压器设计高频变压器是电源设计过程中的难点，下面以反馈式电流不连续电源高频变压器为例，向大家介绍一种电源高频变压器的设计方法。设计目标：电源输入交流电压在180V~260V之间，频率为50Hz，输出电压为直流5V、14A，功率为70W，电源工作频率为30KHz。设计步骤： 1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp 由于是电流不连续性电源，当功率管导通时，电流会达到峰值，此值等于功率管的峰值电流。由电感的电流和电压关系V=L*di/dt 可知：输入电压：Vin(min)=Lp*Ipp/Tc 取1/Tc=f/Dmax，则上式为： Vin(min)=Lp*Ipp*f/Dmax 其中： V in：直流输入电压，V Lp：高频变压器初级电感值，mH Ipp：变压器初级峰值电流，A Dmax：最大工作周期系数 f：电源工作频率，kHz 在电流不连续电源中，输出功率等于在工作频率下的每个周期内储存的能量，其为：Pout=1/2*Lp*Ipp2*f 将其与电感电压相除可得： Pout/Vin(min)=Lp*Ipp2*f*Dmax/(2*Lp*Ipp*f) 由此可得：Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax) 其中：Vin(min)=1.4*Vacin(min)-20V(直流涟波及二极管压降)=232V，取最大工作周期系数Dmax=0.45。则： Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax)=2*70/(232*0.45)=1.34A 当功率管导通时，集极要能承受此电流。 2、求最小工作周期系数Dmin 在反馈式电流不连续电源中，工作周期系数的大小由输入电压决定。 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax] 其中：k=Vin(max)/Vin(min) Vin(max)=260V*1.4-0V(直流涟波)=364V，若允许10%误差，Vin(max)=400V。 Vin(min)=232V，若允许7%误差，Vin(min)=216V。由此可得： k=Vin(max)/Vin(min)=400/216=1.85 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax]=0.45/[(1-0.45)*1.85+0.45]=0.31 因此，当电源的输入直流电压在216V~400V之间时，

功率变压器设计

功率变压器设计本章将讨论正激、桥式、半桥和推挽变压器设计。反激变压器（实际上是耦合电感）在第八章讨论。设计变压器时，应当预先知道电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流以及环境条件。同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗。总是以满足最坏情况设计变压器，保证设计的变压器在规定的任何情况下都能满意工作。 7.1 变压器设计一般问题 7.1.1变压器功能开关电源中功率变压器的主要目的是传输功率。将一个电源的能量瞬时地传输到负载。此外，变压器还提供其它重要的功能： ●通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压； ●增加多个不同匝数的次级，获得不同的多路输出电压； ●为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。 7.1.2 变压器的寄生参数及其影响在第二章讨论了理想变压器和实际变压器，它们的区别在于理想变压器不储存任何能量－所有的能量瞬时由输入传输到输出。实际上，所有实际变压器都储存一些不希望的能量： ●漏感能量表示线圈间不耦合磁通经过的空间存储的能量。在等效电路中，漏感与理想变压器激励线圈串联，其存储的能量与激励线圈电流的平方成正比。 ●激磁电感（互感）能量表示有限磁导率的磁芯中和两半磁芯结合处气隙存储的能量。在等效电路中，激磁电感与理想变压器初级线圈（负载）并联。存储的能量与加到线圈上每匝伏特有关，与负载电流无关。漏感阻止开关和整流器电流的瞬态变化，随着负载电流的增加而加剧，使得输出的外特性变软。在多路输出只调节一路输出时，因存在初级漏感，其它开环输出的稳压性能变差。互感和漏感能量在开关转换瞬时引起电压尖峰，是EMI的主要来源。为防止电压尖峰造成功率开关与整流器的损坏，电路中采用缓冲或箝位电路抑制电压尖峰。缓冲和箝位电路虽然能抑制尖峰电压，为了可靠，还需选择高电压定额的器件；如果缓冲和箝位电路损耗过大，还必须应用更复杂的无损缓冲电路回收能量。即使这样，缓冲电路中元件不是无损的，环流损失相当多的能量。总之，漏感和激磁电感降低变换器的效率。因此，通常在设计变压器时，应尽量减少变压器的漏感，详细参看第六章。有些电路利用漏感和互感能量获得零电压转换(ZVT)，但在轻载时漏感能量很小；而互感大小较难控制，主要通过控制两半磁芯装配气隙大小控制激磁电感。 7.1.3 温升和损耗在设计开关电源开始时，根据输出功率，输出电压和输出电压调节范围、输入电压、环境条件等因素，设计者凭经验或参照同类样机，给出一个可能达到的效率，由此得到总损耗值。再将总损耗分配到各损耗部件，得到变压器的允许损耗。 99