基于UC3844的变频器IGBT驱动电源设计

０引言

通用型变频器硬件设计的一个重点是驱动电源的设计。在变频器中开关电源一般采用主回路直接供电方式，这样就要求设计的电源工作范围要比较宽，需在ＤＣ２００Ｖ～ＤＣ８００Ｖ之间正常工作。在ＤＣ２００Ｖ电源时主要考虑电源的功率能否满足要求，即回路的电流问题；在ＤＣ８００Ｖ电源时主要考虑电源的耐压能否满足要求，即回路的电压问题。

开关电源的控制电路可以分为电压型ＰＷＭ控制器和电流型ＰＷＭ控制器。电压型ＰＷＭ控制器是指控制器按反馈电压来调节输出脉宽；电流型ＰＷＭ控制器是指控制器按反馈电流来调节输出脉宽。前者是一个单闭环电压控制系统，在其控制过程中电源电路中的电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器为二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。为此，应用电流控制型芯片（峰值电流控制）ＵＣ３８４４设计了一ＩＧＢＴ驱动电源，其主要技术指标为：１０路输出，总功率６０Ｗ；工作频率为４０ｋＨｚ；输入交流电压范围为３８０Ｖ±１５％。１电压ＰＷＭ控制器和电流型ＰＷＭ控制器控制原理及性能比较

１．１电压型ＰＷＭ控制

电压型ＰＷＭ控制系统框图如图１所示。电源输出

基于ＵＣ３８４４的变频器ＩＧＢＴ驱动电源设计

武素珍１，王琨２

（１．西京学院，西安７１０１２３；２．佳木斯供电公司，黑龙江佳木斯１５４４００）

摘要：利用电流型ＰＷＭ控制器ＵＣ３８４４设计单端反激式ＩＧＢＴ驱动电源。介绍了电压型ＰＷＭ控制器和电流型ＰＷＭ控制器的区别并详细说明电流型ＰＷＭ控制器ＵＣ３８４４的工作原理，给出了单端反激式驱动电源的拓扑结构，并详细介绍外围电路的搭建和器件选取数值计算过程。最后给出样机实验波形，该驱动电源经长时间运行，各项技术指标符合变频器ＩＧＢＴ驱动的要求，表明该设计方案正确、可靠，在工程应用中具有一定的参考价值。

关键词：驱动电源；ＵＣ３８４４；变频器

中图分类号：ＴＰ２１１文献标示码：Ｂ文章编号：１００１－１３９０（２００８）０８－００５７－０４Ｄｅｓｉｇｎｏｆｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｆｏｒｉｎｖｅｒｔｅｒ’ｓＩＧＢＴｄｒｉｖｅｂａｓｅｄｏｎ

ＵＣ３８４４

ＷＵＳｕ－ｚｈｅ１，ＷＡＮＧＫｕｎ２

（１．ＸｉｊｉｎｇＵｎｉｖ．，Ｘｉ′ａｎ７１０１２３，Ｃｈｉｎａ．２．ＪｉａｍｕｓｉＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒＣｏｍｐａｎｙ，Ｊｉａｍｕｓｉ１５４４００，

Ｈｅｉｌｏｎｇｊｉａｎｇ，Ｃｈｉｎａ）

Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａｓｉｎｇｌｅ－ｅｎｄｆｌｙ－ｂａｃｋＩＧＢＴｄｒｉｖｉｎｇｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎｃｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅＰＷＭｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ．ＴｈｅｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｂｅｔｗｅｅｎＶｏｌｔａｇｅ－ｍｏｄｅＰＷＭｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒａｎｄｃｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅＰＷＭｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，ａｎｄｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＵＣ３８４４ｉｓｄｉｓｃｕｓｓｅｄｉｎｄｅｔａｉｌ．Ｂｙａｎａｌｙｚｉｎｇｐｅｒｉｐｈｅｒｙｃｉｒｃｕｉｔ，ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｐｒｏｃｅｓｓａｎｄｔｈｅｐｒａｃｔｉｃａｌｐａｒａｍｅｔｅｒｏｆｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｓｙｓｔｅｍｗａｖｅｆｏｒｍｓａｒｅｐｒｅｓｅｎｔ．Ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｔｅｓｔｉｆｉｅｓｔｈａｔ，ｔｈｅｐｏｗｅｒｈａｓｏｕｔｓｔａｎｄｉｎｇｓｔａｂｉｌｉｔｙ，ａｎｄｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｍｅｅｔｓｔｈｅｄｅｍａｎｄｏｆｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｅｖａｌｉｄｉｔｙｏｆｔｈｉｓｍｅｔｈｏｄｉｓｐｒｏｖｅｄｂｙｔｈｅｐｒａｃｔｉｃａｌａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ，ＵＣ３８４４，ｉｎｖｅｒｔｅｒ

图３ＵＣ３８４４内部框图及引脚图

反馈电压Ｕｆ与基准电压Ｕｇ比较放大得到误差电压Ｕｅ。该误差电压再与锯齿波发生器产生的锯齿波信号进行比较，产生占空比变化的矩形波驱动信号。这种结构属于典型的单闭环系统，缺点是控制过程中主电路的电流没有参入输出控制。由于电感的作用，电流滞后于电压的变化，因而系统响应速度慢，稳定性差。

图１电压型ＰＷＭ控制系统框图

１．２电流型ＰＷＭ控制

电流型ＰＷＭ控制系统是针对电压

ＰＷＭ型的缺点发展起来的，它在原有的

电压环上增加了电流反馈环节，构成电压电流双闭环控制。内环为电流控制环，外环为电压控制环。无论电流的变化，还是电压的变化，都会使ＰＷＭ输出脉冲占空比发生变化。这种控制方式可改善系统的电压调整率，提高系统的瞬态响应速度，增加系统的稳定性。其控制系统框图如图

２所示。

图２

电流型ＰＷＭ控制系统框图

电流型ＰＷＭ是在脉宽比较器的输入端，直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比，使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型ＰＷＭ控制器［１］。

１．３电流型ＰＷＭ控制的优点

（１）电压调整率好。输入电压的变化立即引起电

感电流的变化，电感电流的变化立即反映到电流控制回路而被抑制。不像电压控制要经过输出电压反馈到误差放大器，然后再调节的复杂过程，所以响应快。如果输入电压的变化是持续的，电压反馈环也起作用，因而可以达到较高的线性调整率。

（２）负载调整率好。由于电压误差放大器可专门

用于控制占空比，以适应负载变化造成的输出电压的变化，因而可大大改善负载调整率。

（３）系统稳定性好。

２电流型ＰＷＭ控制芯片ＵＣ３８４４的基本原理

ＵＣ３８４４是电流型单端输出式ＰＷＭ控制芯片，其最大占空比为５０％，具有过压保护和欠压锁定功能，

１６Ｖ

（通）和１０Ｖ（断）的欠压锁定门限十分适合于离线变换器。其内部框和引脚图如图３所示［２］。

在图３中，电压反馈输入和２．５Ｖ基准电压之差经误差放大器放大后作为门限电压，与电流取样输入经采样后的电压，一起送到电流取样比较器。当电流取样电压超过门限电压后，比较器输出高电平触发ＲＳ触发器，然后经或非门输出低电平，关断功率管，并保

持这种状态直至振荡器输出脉冲到触发器和或非门为止。这段时间的长短由振荡器输出脉冲宽度决定。

ＰＷＭ信号的上升沿由振荡器决定，下降沿由功率开

关管电流和输出电压共同决定。ＵＣ３８４４的振荡工作频率由引脚４与引脚８之间所接定时电阻ＲＴ、引脚４与地之间所接定时电容ＣＴ设定。计算公式为：ｆ＝１．７２／ＲＴＣＴ。引脚２是电压反馈端，将反馈电压加至误差放大器的反相输入端，与同向输入端的２．５Ｖ基准电压进行比较，产生误差电压。利用内部误差放大器可以构成电压环。引脚３是电流反馈端，电流取样电压由引脚３输入到电流比较器。当引脚３电压大于１Ｖ时，输出关

闭。利用引脚３和电流比较器可以构成电流环。引脚１是补偿端，外接阻容元件以补偿误差放大器的频率特性；引脚８为５Ｖ基准电压，带载能力５０ｍＡ；引脚６为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；引脚５为公共端；引脚

７为集成块工作电源端，电压范围为８．５～３７Ｖ。

对于电流型控制芯片ＵＣ３８４４，使输出驱动信号关断的方法有两种：一种是将引脚１电压降至１Ｖ以下，另一种是将引脚３电压升至１Ｖ以上。这两种方法都是使电流比较器输出高电平，ＰＷＭ锁存器复位，关闭输出端，直至下一个时钟将ＰＷＭ锁存器置位为止。根据这一原理，可以控制引脚１、３电压的变化，实现各种必要的保护。

３驱动电源拓扑结构

本系统采用单端反激式变换器电路，单端反激式变换器电路拓扑如图４所示［３］［４］。

图４反激变换器电路拓扑图

３．１变压器原边缓冲电路设计

在反激变换器中，开关管所受开关应力较高，这主要是开关管关断时漏电感引起开关管集电极电压突然升高所致。抑制开关应力有两个方法：一种是减小漏电感；另一种是耗散过压的能量，或者使能量反馈回电源中。本文采用了第二种方法，在变压器原边并联ＲＣＤ缓冲器［３］。

已知该开关电源输出功率为６０Ｗ，工作频率为４０ｋＨｚ，变压器漏感为０．２ｍＨ，变压器原边峰值电流０．４６Ａ。当开关管关断时电路会发生高频谐振而使开关管ＤＳ两端电压升高，但是由于漏感产生的ＶＳＰＩＫＥ的能量能够及时转移到Ｃ２中，而使Ｃ２的端电压从次级反射电压ＶＯＲ上升到最大值（ＶＯＲ＋ＶＳＰＩＫＥ）；当开关管导通时，Ｃ２通过电阻Ｒ３、Ｒ４放电，这样在下个周期开关管关断前，能够使得Ｃ２的端电压从（ＶＯＲ＋ＶＳＰＩＫＥ）恢复到ＶＯＲ。这样，只要能够合理设置时间常数，就能保证在一个周期内将漏感转移到Ｃ２中的能量释放完毕。据此，可以估算出电容的取值：

１２ＬＩ２＝

１

２

ＣＵ２

式中Ｌ为漏感；Ｉ为充电电流；Ｕ为电容器两端的电压，这里取５４０Ｖ。所以电容Ｃ为０．１５ｎＦ。因漏感引起的初、次级能量传输的延迟时间为：

Δｔ＝

ＬＩ

Ｖ

ＳＰＩＫＥ

式中ＶＳＰＩＫＥ取２０Ｖ，则延迟时间为０．００５ｍｓ。开关管导通

关断周期为１／４０ｋＨＺ＝０．０２５ｍｓ，所以电容上储存能量

至少能够在（０．０２５／２－０．００５）ｍｓ内释放给电阻。考虑到

ＵＣ３８４４占空比一般达不到５０％，所以取时间常数τ＝

０．０１ｍｓ，则电阻取值至少为１ｋΩ。电容放电期间电阻

上的平均电压取为１２０Ｖ，此时电阻上功耗为１４．４Ｗ。

为了平衡电阻功耗、放电时间等因素，我们最终选取

电容Ｃ为１ｎＦ／１０００Ｖ，两个电阻的阻值为５ｋΩ、额定功

耗１Ｗ的电阻。各部分电路如图５和图６所示。

图５缓冲电路原理图

３．２ＵＣ３８４４外围电路设计

ＵＣ３８４４的供电采用开始时由原边主电路通过电

阻分压供给，电路正常工作后由副边供电。一般情况

下ＵＣ３８４４的工作电流为１～１．５ｍＡ，则Ｒ＝５４０Ｖ／

１．５ｍＡ＝３６０ｋΩ。所以，Ｒ２、Ｒ１６、Ｒ１７取为１００ｋΩ／２Ｗ，Ｒ１８

取为５１ｋΩ／１Ｗ即可（见图５）。工作频率由振荡电阻Ｒ１２

和电容Ｃ６决定（见图６）。实际工作频率是阻容频率的

一半，所以定时电阻取为２０ｋΩ，电容取为１０００ｐＦ。脚

６是输出端，经一个限流电阻（５６Ω／１Ｗ）限流后驱动功

率ＭＯＳＦＥＴ（２ＳＫ１３１７）。为保护功率ＭＯＳＦＥＴ，在脚６并

联一只１８Ｖ的稳压二极管。

３．３电流反馈电路设计

ＵＣ３８４４采用的是峰值电流控制模式，脚３是电流

比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内

环，由Ｒ１５和脚３组成。从脚３引入的电流反馈信号与脚

１的电压误差信号比较，产生一个ＰＷＭ（脉宽调制）

波。由于电流比较器输入端设置了１Ｖ的电流阈值，当

电流过大而使电阻Ｒ１５上的电压超过１Ｖ（即脚３电平大

于１Ｖ）时，将关断ＰＷＭ脉冲，反之，则保持此脉冲。为

了消除电流波形前沿尖脉冲引起的不稳定性，由Ｒ１４

和Ｃ８构成的ＲＣ滤波器［４］。

由于电阻Ｒ１５检测出的是峰值电流，因此它可以

精确地限制最大输出电流，被检测的峰值电流为ｉｍａｘ＝

ｔ／２０μｓ／ｄｉｖｖｏ／０．１Ｖ／ｄｉｖ

（ａ）轻载ｔ／１０μｓ／ｄｉｖｖｏ／０．１Ｖ／ｄｉｖ

（ｂ）满载

始增加。电路结构如图６所示。

４实验分析

在变压器原边电感量为５．３６ｍＨ、主开关管为２ＳＫ１３１７，分别在轻载１２０Ω和满载８０Ω情况下考核了此电路。图７为输出电压纹波波形，从图７中可以看出，满载时输出电压的纹波除了少数的毛刺，其主要部分小于０．１Ｖ，与输出电压（２０Ｖ）相比，不到其０．５％，说明此电路的输出纹波很小，达到了设计指标的要求；而

１／Ｒ１５。这里采样电阻Ｒ１５取为１Ω／１Ｗ，ＲＣ滤波器中的Ｒ１４取为３．６ｋΩ，Ｃ８取为１０００ｐＦ／１．２Ｖ。

３．４电压反馈电路设计

ＴＬ４３１的参考端（ＲＥＦ）和阳极（ＡＮＯＤＥ）间是稳定的２．５Ｖ基准电压，它将取样电阻Ｒ７上的电压稳在２．５Ｖ。当输出电压增大，经Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７分压后得到的取样电压（即Ｒ－Ａ间的电压）大于２．５Ｖ时，流过ＴＬ４３１的电流增大，其阴极电压下降，光耦原边二极管发光，传递到副边三极管，进而使得开关管的导通时间减少，从而降低输出电压。

之所以选取Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７三个电阻是为了在实际工作中可方便的调节Ｒ－Ａ之间的电压为２．５Ｖ。基于上述分析，三个电阻分别取为２ｋΩ、３ｋΩ、１ｋΩ。另外，为降低误差放大器的高频增益，ＴＬ４３１的Ｒ－Ｃ间接入一个１μＦ的电容。同时在ＬＥＤ原边二极管两侧并联一个１ｋΩ的电阻，它的作用是保证ＬＥＤ导通时电流从零开

图６电流电压反馈电路原理图

轻载时毛刺也很少，工作情况很理想。

５结束语

在单端反激式开关电源中，电流型ＰＷＭ控制器ＵＣ３８４４有着广阔的应用范围。实验结果表明，本文介绍的变频器ＩＧＢＴ驱动电源能够满足设计要求，达到了满意的效果。

参考文献

［１］何佳，张煜盛．电流型ＰＷＭ控制器ＵＣ３８４４及其在微机电源中的应用［Ｊ］．电子工程师，２００５，（１）．

［２］ＯＮＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ．ＵＣ３８４４Ｄａｔａｓｈｅｅｔ［Ｚ］．２０００，１．

［３］陈果，谢运祥．电压关断型缓冲电路分析及设计方法［Ｊ］．电子设计应用，２００７，（１）．

［４］张志薇，吴辉．基于ＵＣ３８４４的多路输出ＩＧＢＴ驱动电源设计［Ｊ］．电源技术应用，２００６，（１）．

作者简介：

武素珍（１９５５－），女，汉族，山西临县人，主要研究方向为变流技术，西京学院副院长。Ｅｍａｉｌ：ｇｊｓ９７＠１２６．ｃｏｍ

收稿日期：２００８－０３－０８

（杨长江编发）

图７输出电压纹波波形