差分信号原理
差分信号（上）
我们中的大部分都能直观地理解信号是如何沿导线或走线传播的，即便我们也许对这种连接方式的名称并不熟悉——单端模式。术语“单端”模式将这种方式同至少其它两种信号传播模式区分开来：差模和共模。后面两种常常看起来更加复杂。
差模
差模信号沿一对走线传播。其中一根走线传送我们通常所理解的信号，另一根传送一个严格大小相等且极性相反(至少理论上如此)的信号。差分与单端 模式并不像它们乍看上去那样有很大的不同。记住，所有信号都有回路。一般地，单端信号从一个零电位，或地，电路返回。差分信号的每一分支都将从地电路返 回，除非因为每个信号都大小相
等且极性相反以至于返回电流完全抵消了(它们中没有任何一部分出现
在零电位或地电路上)。
尽管我不打算在专栏中就这个问题花太多时间，共模是指同时在一个(差分)信号的线对或者在单端走线和地上出现的信号。对我们来说这并不容易直观 地去理解，因为我们很难想象怎样才能产生这样的信号。相反通常我们不会产生共模信号。通常这些都是由电路的寄生环境或者从邻近的外部源耦合进电路产生的。 共模信号总是很“糟糕”，许多设计规则就是用来防止它们的发生。
差分走线
尽管看起来这样的顺序不是很好，我要在叙述使用差分走线的优点之前首先来讲述差分信号的布线规则。这样当我讨论(下面)这些优点时，就可以解释这些相关的规则是如何来支持这些优点的。
大部分时候(也有例外)差分信号也是高速信号。这样，高速设计规则通常也是适用的，尤其是关于设计走线使之看起来像是传输线的情况 。这意味着我们必须仔细地进行设计和布线，如此，走线的特征阻抗在沿线才能保持不变。
在差分对布线时，我们期望每根走线都与其配对走线完全一致。也就是说，在最大的可实现范围内，差分对中每根走线应该具有一致的阻抗与一致的长度。差分走线通常以线对的方式进行布线，线对的间距沿线处处保持不变。通常地，我们尽可能将差分对靠近布线。
差分信号的优点
“单端”信号通常参考到某些“参考”电位。这有可能是正的或者是地电压，一个器件的门限电压，或者另外某处的信号。另一方面，差分信号仅参考到 与其配对信号。也就是说，如果一根走线(正信号)上的电压比另外一根走线(负信号)高，我们就得到了一个逻辑状态，如果是低，我们就得到另外一个逻辑状态 (见图1)。这样有几个好处：
图 1当差分信号曲线交叉时逻辑状态在该点发生改变
时序可以更精确地定义，因为控制一对信号的交点比控制一个关于其他参考电压的绝对电压容易。这也是走线要精确等长的原因之一。任何在源端所进行 的时序控制都可以让步，如果信号在不同的时间到达另一端。进一步来讲，如果线对的远端信号没有精确相等且极性相反，共模信号就可能产生并将导致信号时序与 EMI问题。
因为除了自身，差分信号没有参考任何其它信号，并且信号交叉的同步可以更有力地控制，差分电路通常可以运行在比类似的单端电路更高的频率上。
因为差分电路对两根走线(两者的信号大小相等极性相反)上信号的差作出响应，得到的净信号两倍于(可比的环境噪声)任一单端信号。因此在其它条件等同的情况下，差分信号有着更大的信噪比及性能。
差分电路对线对信号之间的电位差敏感。但是(相对地)对线上与其它参考电压相比(特别是地)的绝对电位不敏感。因此，相对而言，差分电路对诸如地弹、其它存在于电源和/或地平面的噪声信号以及可能出现在每一根走线中相等的共模信号这样的问题不敏感。
差分信号对EMI和串扰略微免疫。如果线对走得很近，这样任何外部耦合噪声将相等地耦合进线对。这样一来耦合噪声就变成“共模”噪声，而电路对 此是(理论上)免疫的。如果导线是“缠绕”(比如双绞线)的，那么对噪声的免疫性就更好。因为我们不能方便地将印制板上的差分走线缠绕起来，把它们尽可能 地靠近走线就是最好的办法了。
紧挨着布线的差分对彼此紧密耦合。这种互耦减少了EMI辐射，特别是与单端走线相比。你可以把这个认为是每根走线的辐射彼此大小相等且极性相反，这样彼此的输出就相互抵消了，就像在双绞线中一样!差分走线彼此越靠近，耦合越强，EMI辐射的可能性就越小。
缺陷
差分电路的主要缺陷是走线的增加。因此，如果你的应用中这些优点没有一个是特别重要的，那么就不值得为差分信号以及附带的布线考虑增加面积。但是如果这些优点在你的电路中产生了显著的性能差异，那么增加的布线面积就是我们付出的代价。
重要结论
差分线彼此耦合。这种耦合影响了走线的对外阻抗，因此端接方法 (关于这个问题的讨论以及如何计算差分阻抗请参见脚注2)所用的差分阻抗的计算是困难的。在这里国家半导体有一些参考，Polar Instruments提供了一个独立的计算器(是收费的)可以计算许多不同结构 差分走线的差分阻抗。高端设计工具包也能计算差分阻抗。
但是注意是耦合直接影响了差分阻抗的计算。差分走线之间的耦合必须在整个线长内保持一致或者阻抗是连续的。这就是设计规则中“固定间距”的原因。
差分信号（下）
我们通常认为信号以三种模式沿电路传播：单端、差模或共模。
单模是我们最熟悉的。它包括介于驱动器与接收器之间的单根导线或走线。信号沿走线传播并从地返回1。
差模包括介于驱动器与接收器的一对走线(或导线)。我们一般认为其中一根走线传送正信号而另一根传送负信号，并且大小相等极性相反，没有通过地的返回信号;信号沿一根走线前进并从另外一根返回。
共模信号通常更难于理解。既可以包括单端走线也可以包括两个(可能更多)差分走线。同样的信号沿走线以及返回路径(地)或者沿差分对中的两根走 线流动。大部分人往往对共模信号不熟悉，因为我们自己从来不会故意产生它们。它们通常是由从其它(邻近或外部)源耦合进电路的噪声引起的。一般来讲，结果 最好情况是中性的，最坏情况是具有破坏性的。共模信号能够产生干扰电路正常运行的噪声，并且是常见的EMI 问题的来源。
优点
差分信号相比单端信号有一个显著的缺点：需要两根走线而不是一根，或者两倍的电路板面积。但是差分信号有几个优点：如果没有通过地的返回信号， 地回路的连续性相对就变得不重要了。因此，假如我们有一个模拟信号通过差分对连接到数字器件，就无需担心跨越电源边界，平面不连续等等问题。差分器件的电源分割也更容易处理2。差分电路在低压信号的应用中是非常有益的。如果信号电平非常低，或者如果信噪比是个问题，那么差分信号可以有效地倍增信号电平(+v-(-v)=2v)。差分信号和差分放大器通常用于信号电平非常低的系统的输入级。
差分接收器往往对输入信号电平的差敏感，但是常常被设计为对输入的共模偏移不敏感。因此在强噪声环境中差分信号往往比单端信号有着更好的性能。
相比单端信号(以一个不太精确的受电路板其他位置的噪声的干扰的信
号为参考)差分信号(彼此互为参考)的翻转时序可以更精确地设定。差分对的交 叉点定义得非常精确(图1)。单端信号位于逻辑1 和逻辑0 之间的交叉点受制于(举例)噪声、噪声门限以及门限检测问题等等。
重要假设
差分信号的一个重要方面常常被工程师或者设计人员忽略，甚至有时被误解。我们从两条广为人知的规则开始：(a)电流在一个闭合的环路内流动以及(b)电流在环路内处处相等。
考虑差分对的“正”走线。电流沿走线流动并且必须在一个环路内流动，通常从地返回。另外一根走线中的负信号也必须在一个环路内流动，通常也从地 返回。这很容易明白如果我们暂时想象一个差分对中的一根走线上的电流保持不变。另一根走线中的信号必须从某个地方返回并且很清楚返回路径应该是单端信号的 返回路径(地)。我们说差分对没有通过地的返回信号不是因为不能，而是因为返回信号的确存在并且大小相等且极性相反所以相互抵销了(和为零)。这一点非常 重要。如果从一个信号(+i)返回的信号严格等于，且符号相反，另一个信号(-i)，那么它们的和(+i-i)为零，没有电流从任何地方流过(特别是 地)。现在假定信号并非严格相等且极性相反。设一个为+i1 另一个为-i2。这里i1 和i2 的值近似但是不等。返回电流的和为(i1-i2)。因为不是零，这个增加的电流必须从某个地方返回，推测应该是地。
你说什么?那么让我们假定发送电路发送一对差分信号，严格相等且极性相反。再假定他们在路径的终点仍然如此。但是如果路径长度不等会如何呢?如 果(差分对中的)一条路径比另外一条长，那么信号在传输到接收器的阶段就不再是严格相等且极性相反了(图2)。如果信号在它们从一个状态到另一个状态的转 变过程中不再是严格相等且相反，没有电流流经地就不再是正确的了。如果有流经地的电流存在，那么电源完整性就一定成为一个问题，并且可能EMI也会成为一个问题。
设计规则1
我们处理差分信号的第一个规则是：走线必须等长。有人激烈地反对这条规则。通常他们的争论的基础包括了信号时序。他们详尽地指出许多差分电路可 以容忍差分信号两个部分相当的时序偏差而仍然能够可靠地进行翻转。根据使用的不同的逻辑门系列，可以容忍500 mil 的走线长度偏差。并且这些人们能够将这些情况用器件规范和信号时序图非常详尽地描绘出来。问题是，他们没有抓住要点!差分走线必须等长的原因与信号时序几 乎没有任何关系。与之相关的仅仅是假定差分信号是大小相等且极性相反的以及如果这个假设不成立将会发生什么。将会发生的是：不受控的地电流开始流动，最好 情况是良性的，最坏情况将导致严重的共模EMI问题。
因此，如果你依赖这样的假定，即：差分信号是大小相等且极性相反，并且因此没有通过地的电流，那么这个假定的一个必要推论就是差分信号对的长度 必须相等。差分信号与环路面积：如果我们的差分电路处理的信号有着较慢的上升时间，高速设计规则不是问题。但是，假设我们正在处理的信号有着有较快的上升 时间，什么样的额外的问题开始在差分线上发生呢?考虑一个设计，一对差分线从驱动器到接收器，跨越一个平面。同时假设走线长度完全相等，信号严格大小相等 且极性相反。因此，没有通过地的返回电流。但是，尽管如此，平面层上存在一个感应电流!
任何高速信号都能够(并且一定会)在相邻电路(或者平面)产生一个耦合信号。这种机制与串扰的机制完全相同。这是由电磁耦合，互感耦合与互容耦 合的综合效果，引起的。因此，如同单端信号的返回电流倾向于在直接位于走线下方的平面上传播，差分线也会在其下方的平面上产生一个感应电流。
但这不是返回电流。所有的返回电流已经抵消了。因此，这纯粹是平面上的耦合噪声。问题是，如果电流必须在一个环路中流动，剩下来的电流到哪里去 了呢?记住，我们有两根走线，其信号大小相等极性相反。其中一根走线在平面一个方向上耦合了一个信号，另一根在平面另一个方向上耦合了一个信号。平面上这 两个耦合电流大小相等(假设其它方面设计得很好)。因
此电流完全在差分走线下方的一个环路中流动(图3)。它们看上去就像是涡流。耦合电流在其中流动的环 路由(a)差分线自身和(b)走线在每个端点之间的间隔来定义。
设计规则2
现在EMI 与环路面积已是广为人知了3。因此如果我们想控制EMI，就需要将环路面积最小化。并且做到这一点的方法引出了我们的第二条设计规则：将差分线彼此靠近布 线。有人反对这条规则，事实上这条规则在上升时间较慢并且EMI 不是问题时并不是必须的。但是在高速环境中，差分线彼此靠得越近布线，走线下方所感应的电流的环路就越小，EMI 也可以得到更好的控制。
值得一提的是一些工程师要求设计人员去掉差分线下方的平面。原因之一是减小或消除走线下方的感应电流环路。另外一个原因是防止平面上已有的噪声耦合到(推测如此)走线上的低压信号4。
还有一个将差分线彼此靠近布线的理由。差分接收器设计为对输入信号的差敏感而对输入的共模偏移不敏感。也就是说即使(+)输入相对(-)输入仅 有轻微的偏移，接收器也会检测到。但是如果(+)和(-)输入一起偏移(在同样的方向)，相对而言接收器对这种偏移不敏感。因此如果任何外部噪声(比如 EMI 或串扰)等同地耦合到差分线中，接收器将对此种(共模耦合)噪声不敏感。差分线布得越彼此靠近，任何偶合噪声在每根走线上就越相近。因此电路的噪声抑制就 越好。
规则2推论
再次假定高速环境中，如果差分线彼此紧挨着布线(为了使其下方的环路面积最小化)那么走线将彼此耦合。如果走线足够长以至于端接成为一个问题， 这种耦合就会影响到确切的端接阻抗5的计算。原因是：考虑一个差分线对，线1 和线2。假使它们分别携带信号V1 和V2。因为它们是差分线，V2=V1*V1 在线1 引起一个电流I1 而V2在线2 引起一个电流I2。电流必然是从欧姆定律导出，I=V/Z0，这里Z0 是走线的特征阻抗。现在线1(举例)携带的电流事实上由i1 和k*i2 组成，这里k 是线1 与线2 间的耦合比例。
这表明这种耦合的最终效果是线1 上的一个明显的阻抗，这个阻抗等于
Z=Z0-Z12这里Z12 由线1 与线2 间的互耦6引起。如果线1 和线2 分得很开，它们之间的耦合就很小，确切的端接阻抗就只是Z0，单端走线的特征阻抗。但是如果走线靠的更近，它们之间的耦合就会增加，这样走线的阻抗与
这种 耦合成比例地减小。这就是说确切的走线端接(为了防止反射)为
Z0-Z12，或者某个小于Z0 的值。这对差分对的两根走线都适用。因为没有流经地的电流(大概这是个假设)那么端接电阻被连接在线1 和线2 之间，且确切的端接阻抗算得是2(Z0-Z12)。这个值经常被叫做“差分阻抗”7。
设计规则3
差分阻抗因互耦而变，而互耦因线距而变。因此在任何情况下，走线阻抗，也就是互耦，在全线为常数是很重要的。这就得到了我们的第三个规则：(差分对的)线距必须在全线为常数。
注意对差分阻抗的影响只是规则2 的推论。差分阻抗根本不是与生俱来的。我们要把差分线彼此靠近布线与EMI 和噪声免疫有关。它对“长”线确切端接以及线距一致性的影响的事实只不过是为了EMI 控制而将走线彼此靠近布线的一个推论8。
结论
差分信号有几个优点，它们中的三个是(a)与电源系统有效隔离，(b)对
噪声免疫，和(c)增强信噪比。与电源系 统(特别是系统地)隔离依赖于差分
线上的信号真正地大小相等且极性相反。这个假定也许不成立，如果差分对
中单个线长不完全匹配。对噪声的免疫经常依赖于走 线的紧耦合。这将依次影响到为防止反射而对走线进行正确的端接的值，以及如果走线必须紧耦合，通常也是需要的，它们的间距必须全线为常数。
注释
1 事实上信号可以仅仅/同时从地或电源系统返回。在这篇文章中我通篇使用单个术语“地”完全是为了方便。
2 光耦器件是解决这类问题的另一种方法。
3 参见"Loop Areas: Close 'Em Tight", January, 1999
4 据我所知没有权威的研究支持或者反驳这个惯例。
5 阻抗控制走线在行业中有许多参考。比如，参见"PCB Impedance Control: Formulas and Resources", March, 1998; "Impedance Terminations: What's the Value?" March, 1999; 和"What Is Characteristic Impedance" by Eric Bogatin, January, 2000, 第18 页。
6 参见"Differential Impedance: What's the Difference", August, 1998
7 对线对的差模及共模成分的有趣讨论，参见"Terminating
Differential Signals on PCBs", Steve Kaufer and Kellee Crisafalu, March, 1999, 第25 页。
(完整word版)SerDes知识详解
SerDes知识详解 一、SerDes的作用 1.1并行总线接口 在SerDes流行之前,芯片之间的互联通过系统同步或者源同步的并行接口传输数据,图1.1演示了系统和源同步并行接口。 随着接口频率的提高，在系统同步接口方式中,有几个因素限制了有效数据窗口宽度的继续增加。 ?时钟到达两个芯片的传播延时不相等(clock skew) ?并行数据各个bit的传播延时不相等(data skew) ?时钟的传播延时和数据的传播延时不一致(skew between data and clock) 虽然可以通过在目的芯片(chip #2)内用PLL补偿时钟延时差(clock skew)，但是PVT变化时，时钟延时的变化量和数据延时的变化量是不一样的。这又进一步恶化了数据窗口。 源同步接口方式中，发送侧Tx把时钟伴随数据一起发送出去, 限制了clock skew对有效数据窗口的危害。通常在发送侧芯片内部，源同步接口把时钟信号和数据信号作一样的处理，
也就是让它和数据信号经过相同的路径，保持相同的延时。这样PVT变化时，时钟和数据会朝着同一个方向增大或者减小相同的量,对skew最有利。 我们来做一些合理的典型假设，假设一个32bit数据的并行总线， a)发送端的数据skew = 50 ps ---很高的要求 b)pcb走线引入的skew = 50ps ---很高的要求 c)时钟的周期抖动jitter = +/-50 ps ---很高的要求 d)接收端触发器采样窗口= 250 ps ---Xilinx V7高端器件的IO触发器 可以大致估计出并行接口的最高时钟= 1/(50+50+100+250) = 2.2GHz (DDR)或者1.1GHz (SDR)。 利用源同步接口，数据的有效窗口可以提高很多。通常频率都在1GHz以下。在实际应用中可以见到如SPI4.2接口的时钟可以高达DDR 700MHz x 16bits位宽。DDR Memory接口也算一种源同步接口，如DDR3在FPGA中可以做到大约800MHz的时钟。 要提高接口的传输带宽有两种方式，一种是提高时钟频率，一种是加大数据位宽。那么是不是可以无限制的增加数据的位宽呢？这就要牵涉到另外一个非常重要的问题-----同步开关噪声(SSN)。 这里不讨论SSN的原理，直接给出SSN的公式：SSN = L *N* di/dt。 L是芯片封装电感，N是数据宽度，di/dt是电流变化的斜率。 随着频率的提高，数据位款的增加，SSN成为提高传输带宽的主要瓶颈。图1.2是一个DDR3串扰的例子。图中低电平的理论值在0V,由于SSN的影响，低电平表现为震荡，震荡噪声的最大值达610mV，因此噪声余量只有1.5V/2-610mV=140mV。
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有限差分法
利用有限差分法分析电磁场边界问题 在一个电磁系统中，电场和磁场的计算对于完成该系统的有效设计师极端重要的。例如，在系统中，用一种绝缘材料是导体相互隔离是，就要保证电场强度低于绝缘介质的击穿强度。在磁力开关中，所要求的磁场强弱，应能产生足够大的力来驱动开关。在发射系统中进行天线的有效设计时，关于天线周围介质中电磁场分布的知识显然有实质性的意义。 为了分析电磁场，我们可以从问题所涉及的数学公式入手。依据电磁系统的特性，拉普拉斯方程和泊松方程只能适合于描述静态和准静态（低频）运行条件下的情况。但是，在高频应用中，则必须在时域或频域中求解波动方程，以做到准确地预测电场和磁场，在任何情况下，满足边界条件的一个或多个偏微分方程的解，因此，计算电池系统内部和周围的电场和磁场都是必要的。 对电磁场理论而言，计算电磁场可以为其研究提供进行复杂的数值及解析运算的方法，手段和计算结果；而电磁场理论则为计算电磁场问题提供了电磁规律，数学方程，进而验证计算结果。常用的计算电磁场边值问题的方法主要有两大类，其每一类又包含若干种方法，第一类是解析法；第二类是数值法。对于那些具有最简单的边界条件和几何形状规则的（如矩形、圆形等）问题，可用分离变量法和镜像法求电磁场边值问题的解析解（精确解），但是在许多实际问题中往往由于边界条件过于复杂而无法求得解析解。在这种情况下，一般借助于数值法求解电磁场的数值解。 有限差分法，微分方程和积分微分方程数值解的方法。基本思想是把连续的定解区域用有限个离散点构成的网络来代替，这些离散点称作网格的节点；把连续定解区域上的连续变量的函数用在网格上定义的离散变量函数来近似；把原方程和定解条件中的微商用差商来近似，积分用积分和来近似，于是原微分方程和定解条件就近似地代之以代数方程组，即有限差分方程组，解此方程组就可以得到原问题在离散点上的近似解。然后再利用插值方法便可以从离散解得到定解问题在整个区域上的近似解。 差分运算的基本概念： 有限差分法是指用差分来近似取代微分，从而将微分方程离散成为差分方程组。于是求解边值问题即转换成为求解矩阵方程[5]。 对单元函数 ()x f而言，取变量x的一个增量x?=h，则函数()x f的增量可以表示为 ()x f? = ()h x f+-()x f 称为函数()x f 的差分或一阶差分。函数增量还经常表示为 ()x f? = ? ? ? ? ? + 2 h x f - ? ? ? ? ? - 2 h x f
详解差模电压和共模电压-简单易懂
差模电压与共模电压 我们需要的是整个有意义的“输入信号”，要把两个输入端看作“整体”。 就像平面坐标需要用 x,y 两个数表示，而到了高中或大学就只要用一个“数”v，但这个 v 是由 x,y 两个数构成的“向量”…… 而共模、差模正是“输入信号”整体的属性，差分输入可以表示为 vi = (vi+, vi-) 也可以表示为 vi = (vic, vid) c 表示共模， d 表示差模。两种描述是完全等价的。只不过换了一个认识角度，就像几何学里的坐标变换，同一个点在不同坐标系中的坐标值不同，但始终是同一个点。 运放的共模输入范围：器件（运放、仪放……）保持正常放大功能（保持一定共模抑制比 CMRR）条件下允许的共模信号的范围。 显然，不存在“某一端”上的共模电压的问题。但“某一端”也一样存在输入电压范围问题。而且这个范围等于共模输入电压范围。 道理很简单：运放正常工作时两输入端是虚短的，单端输入电压范围与共模输入电压范围几乎是一回事。 对其它放大器，共模输入电压跟单端输入电压范围就有区别了。例如对于仪放，差分输入不是 0，实际工作时的共模输入电压范围就要小于单端输入电压范围了。
可以通俗的理解为： 两只船静止在水面上，分别站着两个人，A和B。 A和B相互拉着手。当船上下波动时，A才能感觉到B变化的拉力。这两个船之间的高度差就是差模信号。 当水位上升或者下降时，A并不能感觉到这个拉力。 这两个船离水底的绝对高度就是共模信号。 于是，我们说A和B只对差模信号响应，而对共模信号不响应。当然，也有一定的共模范围了，太低会沉到水底，这样船都无法再波动了。太高，会使会水溢出而形成水流导致船没法在水面上停留 理论上，A和B应该只是对差模有响应 但实际上，由于船上下颠簸，A和B都晕了，明明只有共模，却产生了幻觉：似乎对方相对自己在动。这就说明，A和B内力较弱，共模抑制比不行啊。 当然,差模电压也不可以太大，否则会导致把A和B拉开。 主要是 “共模是两输入端的算术平均值,差模是直接的同相端与反相端的差值”。 共模电压应当是从源端看进来时，加到放大电路输入端的共同值，差模则是加到放大电路两个输入端的差值。 共模电压有直流的，也有交流的。直流的称为直流共模抑制（比），交流的称为交流共模抑制（比），统称共模抑制（比）。一般
有限元法与有限差分法的主要区别
有限元法与有限差分法的主要区别 有限差分方法(FDM)是计算机数值模拟最早采用的方法，至今仍被广泛运用。该方法将求解域划分为差分网格，用有限个网格节点代替连续的求解域。有限差分法以Taylor级数展开等方法，把控制方程中的导数用网格节点上的函数值的差商代替进行离散，从而建立以网格节点上的值为未知数的代数方程组。该方法是一种直接将微分问题变为代数问题的近似数值解法，数学概念直观，表达简单，是发展较早且比较成熟的数值方法。对于有限差分格式，从格式的精度来划分，有一阶格式、二阶格式和高阶格式。从差分的空间形式来考虑，可分为中心格式和逆风格式。考虑时间因子的影响，差分格式还可以分为显格式、隐格式、显隐交替格式等。目前常见的差分格式，主要是上述几种形式的组合，不同的组合构成不同的差分格式。差分方法主要适用于有结构网格，网格的步长一般根据实际地形的情况和柯朗稳定条件来决定。构造差分的方法有多种形式，目前主要采用的是泰勒级数展开方法。其基本的差分表达式主要有三种形式：一阶向前差分、一阶向后差分、一阶中心差分和二阶中心差分等，其中前两种格式为一阶计算精度，后两种格式为二阶计算精度。通过对时间和空间这几种不同差分格式的组合，可以组合成不同的差分计算格式。有限元方法的基础是变分原理和加权余量法，其基本求解思想是把计算域划分为有限个互不重叠的单元，在每个单元内，选择一些合适的节点作为求解函数的插值点，将微分方程中的变量改写成由各变量或其导数的节点值与所选用的插值函数组成的线性表达式，借助于变分原理或加权余量法，将微分方程离散求解。采用不同的权函数和插值函数形式，便构成不同的有限元方法。有限元方法最早应用于结构力学，后来随着计算机的发展慢慢用于流体力学的数值模拟。在有限元方法中，把计算域离散剖分为有限个互不重叠且相互连接的单元，在每个单元内选择基函数，用单元基函数的线形组合来逼近单元中的真解，整个计算域上总体的基函数可以看为由每个单元基函数组成的，则整个计算域内的解可以看作是由所有单元上的近似解构成。在河道数值模拟中，常见的有限元计算方法是由变分法和加权余量法发展而来的里兹法和伽辽金法、最小二乘法等。根据所采用的权函数和插值函数的不同，有限元方法也分为多种计算格式。从权函数的选择来说，有配置法、矩量法、最小二乘法和伽辽金法，从计算单元网格的形状来划分，有三角形网格、四边形网格和多边形网格，从插值函数的精度来划分，又分为线性插值函数和高次插值函数等。不同的组合同样构成不同的有限元计算格式。对于权函数，伽辽金(Galerkin)法是将权函数取为逼近函数中的基函数；最小二乘法是令权函数等于余量本身，而内积的极小值则为对代求系数的平方误差最小；在配置法中，先在计算域内选取N个配置点。令近似解在选定的N个配置点上严格满足微分方程，即在配置点上令方程余量为0。插值函数一般由不同次幂的多项式组成，但也有采用三角函数或指数函数组成的乘积表示，但最常用的多项式插值函数。有限元插值函数分为两大类，一类只要求插值多项式本身在插值点取已知值，称为拉格朗日(Lagrange)多项式插值；另一种不仅要求插值多项式本身，还要求它的导数值在插值点取已知值，称为哈密特(Hermite)多项式插值。单元坐标有笛卡尔直角坐标系和无因次自然坐标，有对称和不对称等。常采用的无因次坐标是一种局部坐标系，它的定义取决于单元的几何形状，一维看作长度比，二维看作面积比，三维看作体积比。在二维有限元中，三角形单元应用的最早，近来四边形等参元的应用也越来越广。对于二维三角形和四边形电源单元，常采用的插值函数为有La grange插值直角坐标系中的线性插值函数及二阶或更高阶插值函数、面积坐标系中的线性插值函数、二阶或更高阶插值函数等。对于有限元方法，其基本思路和解题步骤可归纳为(1)建立积分方程，根据变分原理或方程余量与权函数正交化原理，建立与微分方程初边值问题等价的积分表达式，这是有限元法的出发点。(2)区域单元剖分，根据求解区域的形状及实际问题的物理特点，将区域剖分为若干相互连接、不重叠的单元。区域单元划分是采用有限元方法的前期准备工作，这部分工作量比较大，除了给计算单元和节点进行编号和确定相互之间的关系之外，还要表示节点的位置坐标，同时还需要列出自然边界和本质边界的节点序号和相应的边界值。(3)确定单元基函数，根据单元中节点数目及对近似解精度的要求，选择满足一定插
高速电路 接口电平最佳详解.
高速电路 （由于高速电路有很多参考资料，本文并不侧重全面讲述原理、各种匹配和计算方法，而是侧重评析一些高速电路的优缺点，并对常用电路进行推荐使用。） 一、高速信号简介： 常见的高速信号有几种：ECL电平、LVDS电平、CML电平 其中ECL电平根据供电的不同还分为： ECL――负电源供电（一般为－5.2v） PECL――正5V供电 LVPECL――正3v3供电，还有一种2.5V供电 一般情况下，常见的高速信号都是差分信号，因为差分信号的抗干扰能力比较强，并且自身产生的干扰比较小，能够传输比较高的速率。 二、几种常见的高速信号： 1、PECL电平 从发展的历史来说，ECL信号最开始是采用－5.2V供电的（为何采用负电源供电下面会详细说明），但是负电源供电始终存在不便，后来随着工艺水平的提升，逐渐被PECL 电平（5V供电）所替代，后来随着主流芯片的低电源供电逐渐普及，LVPECL也就顺理成章地替代了PECL电平。
PECL信号的输出门特点： A、输出门阻抗很小，一般只有4～5欧姆左右： a、输出的驱动能力很强；直流电流能达到14mA； b、同时由于输出门阻抗很小，与PCB板上的特征阻抗Z0（一般差分100欧姆），相差 甚远当终端不是完全匹配的时候，信号传到终端后必然有一定的反射波，而反射波传会到源端后，也不能在源端被完全匹配，这样必然发送二次反射。正因为存在这样的二次反射，导致了PECL信号不能传输特别高的信号。一般155M、622M的信号还都在使用PECL/LVPECL信号，到了2.5G以上的信号就不用这种信号了。 c、 B、PECL信号的回流是依靠高电平平面（即VCC）回流的，而不是低电平平面回流。所以， 为了尽可能的避免信号被干扰，要求电源平面干扰比较小。也就是说，如果电源平面干扰很大，很可能会干扰PECL信号的信号质量。 a、这就是ECL信号出现之初为何选用负电源供电的根本原因。一般情况下，我们认为 GND平面是比较干净的平面。因为我们可以通过良好的接地来实现GND的平整（即干扰很小）。 b、从这个角度来说，PECL信号和LVPECL信号都是容易受到电源（VCC）干扰的，所以 必须注意保证电源平面的噪声不能太大。 C、对于输出门来说，P/N二个管脚不管输出是高还是低，输出的电流总和是一定的（即恒 流输出）。恒流输出的特性应该说是所有的差分高速信号的共同特点（LVDS/CML电平也是如此）。这样的输出对电源的干扰很小，因为不存在电流的忽大忽小的变化，这样对电源的干扰自然就比较小。而普通的数字电路，如TTL/CMOS电路，很大的一个弊病就是干扰比较大，这个干扰大的根源之一就是对电源电流的需求忽大忽小，从而导致供电平面的凹陷。 D、PECL的直流电流能达到14mA，而交流电流的幅度大约为8mA（800mV/100ohm），也就 是说PECL的输出门无论是输出高电平还是低电平，都有直流电流流过，换一句话说PECL 的输出门（三极管）始终工作在放大区，没有进入饱和区和截至区，这样门的切换速度就可以做得比较快，也就是输出的频率能达到比较高的原因之一。 下面是PECL电平的输入门结构： 其中分为二种：一种是有输入直流偏置的，一种是没有输入直流偏置，需要外接直流偏置的。 一般情况下，ECL/PECL/LVPECL信号的匹配电阻（差分100欧姆）都是需要外加的，芯片内部不集成这个电阻。 大家可以看到，VCC-1.3V为输入门的中间电平（即输入信号的共模电压），对于LVPECL 来说大约为2V，对于PECL来说为3.7V。 也就是说，我们要判断一个PECL/LVPECL电平输入能否被正常接收，不仅要看交流幅度能否满足输入管脚灵敏度的要求，而且要判断直流幅度是否在正常范围之内（即在VCC-1.3V 左右，不能偏得太大，否则输入门将不能正常接收）。在这一点上与LVDS有很大的差别，务必引起注意。
什么叫差分信号差分信号详解
什么叫差分信号?差分信号详解 什么叫差分信号?差分信号详解 一个差分信号是用一个数值来表示两个物理量之间的差异。从严格意义上来讲，所有电压信号都是差分的，因为一个电压只能是相对于另一个电压而言的。在某些系统里，系统'地'被用作电压基准点。当'地'当作电压测量基准时，这种信号规划被称之为单端的。我们使用该术语是因为信号是用单个导体上的电压来表示的。 另一方面，一个差分信号作用在两个导体上。信号值是两个导体间的电压差。尽管不是非常必要，这两个电压的平均值还是会经常保持一致。我们用一个方法对差分信号做一下比喻，差分信号就好比是跷跷板上的两个人，当一个人被跷上去的时候，另一个人被跷下来了- 但是他们的平均位置是不变的。继续跷跷板的类推，正值可以表示左边的人比右边的人高，而负值表示右边的人比左边的人高。0 表示两个人都是同一水平。 图1 用跷跷板表示的差分信号 应用到电学上，这两个跷跷板用一对标识为V+和V-的导线来表示。当V+>V-时，信号定义成正极信号，当V+ 1．LVDS输出接口概述 液晶显示器驱动板输出的数字信号中，除了包括RGB数据信号外，还包括行同步、场同步、像素时钟等信号，其中像素时钟信号的最高频率可超过28MHz。采用TTL接口，数据传输速率不高，传输距离较短，且抗电磁干扰（EMI）能力也比较差，会对RGB数据造成一定的影响；另外，TTL 多路数据信号采用排线的方式来传送，整个排线数量达几十路，不但连接不便，而且不适合超薄化的趋势。采用LVDS输出接口传输数据，可以使这些问题迎刃而解，实现数据的高速率、低噪声、远距离、高准确度的传输。 那么，什么是LVDS输出接口呢？LVDS，即Low Voltage Differential Signaling，是一种低压差分信号技术接口。它是美国NS公司（美国国家半导体公司）为克服以TTL电平方式传输宽带高码率数据时功耗大、EMI电磁干扰大等缺点而研制的一种数字视频信号传输方式。 LVDS输出接口利用非常低的电压摆幅（约350mV）在两条PCB走线或一对平衡电缆上通过差分进行数据的传输，即低压差分信号传输。采用LVDS输出接口，可以使得信号在差分PCB线或平衡电缆上以几百Mbit／s的速率传输，由于采用低压和低电流驱动方式，因此，实现了低噪声和低功耗。目前，LVDS输出接口在17in及以上液晶显示器中得到了广泛的应用。 2．LVDS接口电路的组成 在液晶显示器中，LVDS接口电路包括两部分，即驱动板侧的LVDS输出接口电路（LVDS发送器）和液晶面板侧的LVDS输入接口电路（LVDS接收器）。LVDS发送器将驱动板主控芯片输出的17L电平并行RGB数据信号和控制信号转换成低电压串行LVDS信号，然后通过驱动板与液晶面板之间的柔性电缆（排线）将信号传送到液晶面板侧的LVDS接收器，LVDS接收器再将串行信号转换为TTL电平的并行信号，送往液晶屏时序控制与行列驱动电路。图1所示为LVDS接口电路的组成示意图。 电磁兼容中三大类PCB布线设计详解 从电磁兼容的角度，我们需要对以下四种布线加以关注：A 强辐射信号线（高频、高速、时钟走线为代表）B 敏感信号（如复位信号）C 功率电源信号D 接口信号（模拟接口或数字通信接口） 一、单双面布线设计1.在单层板中，电源走线附近必须有地线与其紧邻、平行走线。减小电源电流回路面积，减小差模环路辐射。 2.电源走线单面板或双面板，电源线走线很长，每隔3000mil 对地加去耦电容（10uF ＋1000pF）。滤除电源线上地高频噪声。 3.Guide Ground Line对于单、双层板，关键信号线两侧应该布“Guide GroundLine”。关键信号线两侧地“包地线”一方面可以减小信号回路面积，另外还可以防止信号与其他信号线之间的串扰。 4.回流设计在单层板或双层板中，布线时应该注意“回流面积最小化”设计，回路面积越小，回路对外辐射越小，并且搞干扰能力越强。 对于多层板来说，要求关键信号线有完整的信号回流，最后是GND 平面回流。次重要信号有完整平面回流。通过减小回路来防止信号串扰，同时降低对外的辐射。 5.直角走线PCB 走线不能有直角走线。直角走线导致阻抗不连续，导致信号发射，从而产生振铃或过冲，形成强烈的EMI 辐射。 6.PCB走线粗细应一致。粗细不一致时，走线阻抗突变，导致信号反射，从而产生振铃或过冲，形成强烈的EMI 辐射。 7.相邻布线层注意在分层设计时，应避免布线层相邻。如果无法避免，应适当拉大两布线层上的平行信号走线会导致信号串扰。线层之间的层间距，缩小布线层与其信号回路之间的层间距，布线层1与布线层2不宜相邻。 相邻布尽可能避免相邻布线层的层设置，无法避免时，尽量使两布线层中的走线相互垂直或平行走线长度小于1000mil ，这样减小平行走线之间的串扰。 有限差分法 有限差分法有限差分法 finite difference method 微分方程和积分微分方程数值解的方法。基本思想是把连续的定解区域用有限个离散 点构成的网格来代替，这些离散点称作网格的节点；把连续定解区域上的连续变量的函 数用在网格上定义的离散变量函数来近似；把原方程和定解条件中的微商用差商来近似， 积分用积分和来近似，于是原微分方程和定解条件就近似地代之以代数方程组，即有限差 分方程组，解此方程组就可以得到原问题在离散点上的近似解。然后再利用插值方法便 可以从离散解得到定解问题在整个区域上的近似解。 有限差分法的主要内容包括：如何根据问题的特点将定解区域作网格剖分；如何把原 微分方程离散化为差分方程组以及如何解此代数方程组。此外为了保证计算过程的可行和 计算结果的正确，还需从理论上分析差分方程组的性态，包括解的唯一性、存在性和差分 格式的相容性、收敛性和稳定性。对于一个微分方程建立的各种差分格式，为了有实用意义，一个基本要求是它们能够任意逼近微分方程，这就是相容性要求。另外，一个差分格 式是否有用，最终要看差分方程的精确解能否任意逼近微分方程的解，这就是收敛性的概念。此外，还有一个重要的概念必须考虑，即差分格式的稳定性。因为差分格式的计算过 程是逐层推进的，在计算第n＋1层的近似值时要用到第n层的近似值，直到与初始值有关。前面各层若有舍入误差，必然影响到后面各层的值，如果误差的影响越来越大，以致 差分格式的精确解的面貌完全被掩盖，这种格式是不稳定的，相反如果误差的传播是可以 控制的，就认为格式是稳定的。只有在这种情形，差分格式在实际计算中的近似解才可能 任意逼近差分方程的精确解。关于差分格式的构造一般有以下3种方法。最常用的方法是 数值微分法，比如用差商代替微商等。另一方法叫积分插值法，因为在实际问题中得出的 微分方程常常反映物理上的某种守恒原理，一般可以通过积分形式来表示。此外还可以用 待定系数法构造一些精度较高的差分格式。 有限差分方法(FDM)是计算机数值模拟最早采用的方法，至今仍被广泛运用。该方法 将求解域划分为差分网格，用有限个网格节点代替连续的求解域。有限差分法以Taylor 级数展开等方法，把控制方程中的导数用网格节点上的函数值的差商代替进行离散，从 而建立以网格节点上的值为未知数的代数方程组。该方法是一种直接将微分问题变为代数 问题的近似数值解法，数学概念直观，表达简单，是发展较早且比较成熟的数值方法。 对于有限差分格式，从格式的精度来划分，有一阶格式、二阶格式和高阶格式。从差分 的空间形式来考虑，可分为中心格式和逆风格式。 考虑时间因子的影响，差分格式还可以分为显格式、隐格式、显隐交替格式等。目 前常见的差分格式，主要是上述几种形式的组合，不同的组合构成不同的差分格式。差分 方法主要适用于有结构网格，网格的步长一般根据实际地形的情况和柯朗稳定条件来决定。 示波器常用的探头有哪些（电压、电流、逻辑、差分详解） 示波器探头种类比较多，那么常用示波器探头种类有哪些？示波器探头的种类大体上可以分为电压、电流、逻辑等几大类，如下图所示： 1 无源电压探头1.1 无源探头 无源探头由导线和连接器制成，在需要补偿或衰减时，还包括电阻器和电容器。探头中没有有源器件（晶体管或放大器），因此不需为探头供电。无源探头一般是最坚固、最经济的探头，它们不仅使用简便，而且使用广泛。 1.2 高阻无源电压探头 从实际需要出发，使用最多的是电压探头，其中高阻无源电压探头占最大部分。无源电压探头为不同电压范围提供了各种衰减系数1，10和100。在这些无源探头中，10无源电压探头是最常用的探头。对信号幅度是1V峰峰值或更低的应用，1探头可能要比较适合，甚至是必不可少的。在低幅度和中等幅度信号混合（几十毫伏到几十伏）的应用中，可切换1/10探头要方便得多。但是，可切换1/10探头在本质上是一个产品中的两个不同探头，不仅其衰减系数不同，而且其带宽、上升时间和阻抗（R和C）特点也不同。因此，这些探头不能与示波器的输入完全匹配，不能提供标准10探头实现的最优性能。 1.3 低阻无源电压探头 大多数高阻无源探头的带宽范围在小于100MHz到500MHz或更高的带宽之间。而低阻无源电压探头（又称为50欧姆探头、Zo探头、分压器探头）的频率特性很好，采用匹配同轴电缆的探头，带宽可达10GHz和100皮秒或更快的上升时间。这种探头是为用于50欧姆环境中设计的，这些环境一般是高速设备检定、微波通信和时域反射计（TDR）。 1.4 无源高压探头 高压是相对的概念。从探头角度看，我们可以把高压定义为超过典型的通用10无源探头可以安全处理的电压的任何电压。高压探头要求具有良好的绝缘强度，保证使用者和示波 有限差分法有限差分法 finite difference method 微分方程和积分微分方程数值解的方法。基本思想是把连续的定解区域用有限个离散点构成的网格来代替，这些离散点称作网格的节点；把连续定解区域上的连续变量的函数用在网格上定义的离散变量函数来近似；把原方程和定解条件中的微商用差商来近似，积分用积分和来近似，于是原微分方程和定解条件就近似地代之以代数方程组，即有限差分方程组，解此方程组就可以得到原问题在离散点上的近似解。然后再利用插值方法便可以从离散解得到定解问题在整个区域上的近似解。 有限差分法的主要内容包括：如何根据问题的特点将定解区域作网格剖分；如何把原微分方程离散化为差分方程组以及如何解此代数方程组。此外为了保证计算过程的可行和计算结果的正确，还需从理论上分析差分方程组的性态，包括解的唯一性、存在性和差分格式的相容性、收敛性和稳定性。对于一个微分方程建立的各种差分格式，为了有实用意义，一个基本要求是它们能够任意逼近微分方程，这就是相容性要求。另外，一个差分格式是否有用，最终要看差分方程的精确解能否任意逼近微分方程的解，这就是收敛性的概念。此外，还有一个重要的概念必须考虑，即差分格式的稳定性。因为差分格式的计算过程是逐层推进的，在计算第n＋1层的近似值时要用到第n层的近似值，直到与初始值有关。前面各层若有舍入误差，必然影响到后面各层的值，如果误差的影响越来越大，以致差分格式的精确解的面貌完全被掩盖，这种格式是不稳定的，相反如果误差的传播是可以控制的，就认为格式是稳定的。只有在这种情形，差分格式在实际计算中的近似解才可能任意逼近差分方程的精确解。关于差分格式的构造一般有以下3种方法。最常用的方法是数值微分法，比如用差商代替微商等。另一方法叫积分插值法，因为在实际问题中得出的微分方程常常反映物理上的某种守恒原理，一般可以通过积分形式来表示。此外还可以用待定系数法构造一些精度较高的差分格式。 有限差分方法(FDM)是计算机数值模拟最早采用的方法，至今仍被广泛 差分信号（Differential Signal） 差分信号（Differential Signal）在高速电路设计中的应用越来越广泛，电路中最关键的信号往往都要采用差分结构设计，什么令它这么倍受青睐呢？在 PCB 设计中又如何能保证其良好的性能呢？ 带着这两个问题，我们进行下一部分的讨论。 何为差分信号？通俗地说，就是驱动端发送两个等值、反相的信号，接收端通过比较这两个电压的差值来判断逻辑状态“0”还是“1”。而承载差分信号的那一对走线就称为差分走线。 差分信号和普通的单端信号走线相比，最明显的优势体现在以下三个方面： a.抗干扰能力强，因为两根差分走线之间的耦合很好，当外界存在噪声干扰时，几乎是同时被耦合到两条线上，而接收端关心的只是两信号的差值，所以外界的共模噪声可以被完全抵消。 b.能有效抑制 EMI，同样的道理，由于两根信号的极性相反，他们对外辐射的电磁场可以相互抵消，耦合的越紧密，泄放到外界的电磁能量越少。 c.时序定位精确，由于差分信号的开关变化是位于两个信号的交点，而不像普通单端信号依靠高低两个阈值电压判断，因而受工艺，温度的影响小，能降低时序上的误差，同时也更适合于低幅度信号的电路。目前流行的 LVDS（low voltage differential signaling）就是指这种小振幅差分信号技术。 对于 PCB 工程师来说，最关注的还是如何确保在实际走线中能完全发挥差分走线的这些优势。也许只要是接触过 Layout 的人都会了解差分走线的一般要求，那就是“等长、等距”。等长是为了保证两个差分信号时刻保持相反极性，减少共模分量；等距则主要是为了保证两者差分阻抗一致，减少反射。“尽量靠近原则”有时候也是差分走线的要求之一。但所有这些规则都不是用来生搬硬套的，不少工程师似乎还不了解高速差分信号传输的本质。下面重点讨论一下 PCB 差分信号设计中几个常见的误区。 误区一：认为差分信号不需要地平面作为回流路径，或者认为差分走线彼此为对方提供回流途径。造成这种误区的原因是被表面现象迷惑，或者对高速信号传输的机理认识还不够深入。差分电路对于类似地弹以及其它可能存在于电源和地平面上的噪音信号是不敏感的。地平面的部分回流抵消并不代表差分电路就不以参考平面作为信号返回路径，其实在信号回流分析上，差分走线和普通的单端走线的机理是一致的，即高频信号总是沿着电感最小的回路进行回流，最大的区别在于差分线除了有对地的耦合之外，还存在相互之间的耦合，哪一种耦合强，那一种就成为主要的回流通路.在 PCB 电路设计中，一般差分走线之间的耦合较小，往往只占 10~20%的耦合度，更多的还是对地的耦合，所以差分走线的主要回流路径还是存在于地平面。当地平面发生不连续的时候，无参考平面的区域，差分走线之间的耦合才会提供主要的回流通路，尽管参考平面的不连续对差分走线的影响没有对普通的单端走线来的严重，但还是会降低差分信号的质量，增加EMI，要尽量避免。也有些设计人员认为，可以去掉差分走线下方的参考平面，以抑制差分传输中的部分共模信号，但从理论上看这种做法是不可取的，阻抗如何控制？不给共模信号提供地阻抗回路，势必会造成EMI辐射，这种做法弊大于利。 误区二：认为保持等间距比匹配线长更重要。在实际的PCB布线中，往往不能同时满足差分设计的要求。由于管脚分布，过孔，以及走线空间等因素存在，必须通过适当的绕线才能达到线长匹配的目的，但带来的结果必然是差分对的部分区域无法平行。PCB 差分走线的设计中最重要的规则就是匹配线长，其它的规则都可以根据设计要求和实际应用进行灵活处理。 差分信详解 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N] 差分信号（Differential Signal） （转自EDN，对差分信号理解得比较的文章，供大家参考） 差分信号（Differential Signal）在高速电路设计中的应用越来越广泛，电路中最关键的信号往往都要采用差分结构设计，什么另它这么倍受青睐呢在PCB 设计中又如何能保证其良好的性能呢 带着这两个问题，我们进行下一部分的讨论。何为差分信号通俗地说，就是驱动端发送两个等值、反相的信号，接收端通过比较这两个电压的差值来判断逻辑状态“0”还是“1”。而承载差分信号的那一对走线就称为差分走线。 差分信号和普通的单端信号走线相比，最明显的优势体现在以下三个方面： a.抗干扰能力强，因为两根差分走线之间的耦合很好，当外界存在噪声干扰时，几乎是同时被耦合到两条线上，而接收端关心的只是两信号的差值，所以外界的共模噪声可以被完全抵消。 b.能有效抑制 EMI，同样的道理，由于两根信号的极性相反，他们对外辐射的电磁场可以相互抵消，耦合的越紧密，泄放到外界的电磁能量越少。 c.时序定位精确，由于差分信号的开关变化是位于两个信号的交点，而不像普通单端信号依靠高低两个阈值电压判断，因而受工艺，温度的影响小，能降低时序上的误差，同时也更适合于低幅度信号的电路。目前流行的 LVDS（low voltage differential signaling）就是指这种小振幅差分信号技术。 对于 PCB 工程师来说，最关注的还是如何确保在实际走线中能完全发挥差分走线的这些优势。也许只要是接触过 Layout 的人都会了解差分走线的一般要求，那就是“等长、等距”。等长是为了保证两个差分信号时刻保持相反极性，减少共模分量；等距则主要是为了保证两者差分阻抗一致，减少反射。“尽量靠近原则”有时候也是差分走线的要求之一。但所有这些规则都不是用来生搬硬套的，不少工程师似乎还不了解高速差分信号传输的本质。下面重点讨论一下 PCB 差分信号设计中几个常见的误区。 误区一：认为差分信号不需要地平面作为回流路径，或者认为差分走线彼此为对方提供回流途径。造成这种误区的原因是被表面现象迷惑，或者对高速信号传输的机理认识还不够深入。差分电路对于类似地弹以及其它可能存在于电源和地平面上的噪音信号是不敏感的。地平面的部分回流抵消并不代表差分电路就不以参考平面作为信号返回路径，其实在信号回流分析上，差分走线和普通的单端走线的机理是一致的，即高频信号总是沿着电感最小的回路进行回流，最大的区别在于差分线除了有对地的耦合之外，还存在相互之间的耦合，哪一种耦合强，那一种就成为主要的回流通路.在 PCB 电路设计中，一般差分走线之间的耦合较小，往往只占 10~20%的耦合度，更多的还是对地的耦合，所以差分走线的主要回流路径还是存在于地平面。当地平面发生不连续的时候，无参考平面的区域，差分走线之间的耦合才会提供主要的回流通路，尽管参考平面 简介 MII是英文Medium Independent Interface的缩写，翻译成中文是“介质独立接口”，该接口一般应用于以太网硬件平台的MAC层和PHY层之间，MII接口的类型有很多，常用的有MII、RMII、SMII、SSMII、SSSMII、GMII、RGMII、SGMII、TBI、RTBI、XGMII、XAUI、XLAUI等。下面对它们进行一一介绍。 MII接口： T XD(Transmit Data)[3:0]：数据发送信号，共4根信号线； RXD(Receive Data)[3:0]：数据接收信号，共4根信号线； TX_ER(Transmit Error)：发送数据错误提示信号，同步于TX_CLK，高电平有效，表示TX_ER 有效期传输的数据无效。对于10Mbps速率下，TX_ER不起作用； RX_ER(Receive Error)：接收数据错误提示信号，同步于RX_CLK，高电平有效，表示RX_ER 有效期传输的数据无效。对于10Mbps速率下，RX_ER不起作用； TX_EN(Transmit Enable)：发送使能信号，只有在TX_EN有效期传的数据才有效； RX_DV(Reveive Data Valid)：接收数据有效信号，作用类型于发送通道的TX_EN； TX_CLK：发送参考时钟，100Mbps速率下，时钟频率为25MHz，10Mbps速率下，时钟频率为2.5MHz。注意，TX_CLK时钟的方向是从PHY侧指向MAC侧的，因此此时钟是由PHY 提供的。 RX_CLK：接收数据参考时钟，100Mbps速率下，时钟频率为25MHz，10Mbps速率下，时钟频率为2.5MHz。RX_CLK也是由PHY侧提供的。 CRS：Carrier Sense，载波侦测信号，不需要同步于参考时钟，只要有数据传输，CRS就有 双绞网络线接法详解 一直以来很多人（包括作者）都认为10 Base-T 10M网络使用了网线中8条信号线之4条，而100 Base-T 100M则使用了全部8条信号线（要不怎么那么快呢？）。可是作者前不久在使用一条按所谓10M直连接法（1与3、2与6交换，其余四线接外壳屏蔽）接出的网线时，意外地发现网络正以100M高速传输，百思不得其解，于是上网查阅了大量资料，加上好几台机实验验证，终于发现了事实真相，那就是，100M的双绞线与10M的标准接法完全是一样！可惜国内站点的看法（代表大多数人的看法）基本与作者老观点一致，或者是虽有提及，但也是讲得语焉不详，没有深究，所以笔者认为有撰写本文之必要。 双绞线接头(RJ45)针脚号码定义 10M双绞线接头的标准接法 线材要求CAT-3(3类线). 100M双绞线接头的标准接法 线材要求CAT-5(5类线)，接头接法与10M完全兼容。 1000M双绞线接头的标准接法 线材要求CAT-5e(5类增强线，俗称超五类)，接头接法与10M/100M完全兼容。1000 Base-T双向地使用了RJ45接头中全部信号线。线材用5类线虽然也能工作，但是推荐使用5类增强线。 各类双绞线的标准接法总结 综合上述10M、100M、1000M各种标准，可以发现尽管各标准对线对功能定义稍有不同，但是最终接头的接法都是同一的，如下图所示： 双绞线的标准接法的由来 如图三所示，双绞线的标准接法不是随便硬性规定出来的，而是为了尽量保持线缆接头之布局的对称性而作出，这样一来除了就可以使接头内线缆互相的干扰相互抵消而降到最低，同时也使外界干扰的差分信号值尽量能相等以便抗干扰电路作相减运算来消除之。 所以说我们平时制作网络线时，如果不按标准制作，虽然有时线路也能接通，但是线路内部各线对之间的干扰不能有效消除，从而使信号传送出错率增加，最终导致网络性能下降。 事实上我们本文所用的网线接法是EIA/TIA 568B标准，还有一个EIA/TIA 568A 的标准，它只不过是将图中的橙线对与绿线对交换了一下位置（也就是绿白-1，绿-2，橙白-3，兰-4，兰白-5，橙-6，棕白-7，棕-8），线缆接头之布局仍然是对称的。 差分信号回流路径的全波电磁场解析 差分信号回流路径的全波电磁场解析 xxx究所EDA设计部 xxx 摘要： 本文以高速系统的差分信号回流路径为基本出发点, 着重介绍了差分信号的参考平面的开槽间隙对回流路径的影响。通过Ansoft-HFSS对信号回路进行建模与参数分析；提取全波模型，在Hspice下进行时域分析。利用图文并茂相结合增强对差分信号回路的认识。指出了差分信号回路对信号完整性的影响。 关键词：差分信号 回流路径 HFSS S参数 场效应 Hspice 时域分析 1、差分信号简介 当驱动器在传输线上驱动一路信号时，在信号线和返回路径之间会存在一个信号电压，通常称为单端传输线信号。当两路驱动器驱动一个差分对时，除了各自的单端信号外，这两路信号线之间还存在着一个电压差，称为差分信号。与单端信号相比，差分信（Differential Signal）在信号完整性方面有很多优势。如降低了轨道塌陷和EMI，有更好的抗噪声能力，对衰减不敏感。在高速电路设计中的应用越来越广泛，电路中最关键的信号往往都要采用差分结构设计。 承载差分信号的任一一对走线就称为差分走线。差分传输线具有两种独特的传传输方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在两个传输信号间存在以个非零电位，耦模方式一对信号相对GND有一个非零电位。而实际的差分信号带有直流偏置的差分信号。 2、差分信号回路三维建模 为了对差分信号回路进行精确的分析，需要借助三维的电磁场仿真软件。选用了Ansoft 的HFSS进行三维建模和分析。 HFSS是基于三维电磁场设计的EDA标准设计工具。HFSS依据其独有的模式→节点和超宽带插值扫频专有技术，利用有限元（FEM）快速精确求解整板级PCB或整个封装结构的所有电磁特性，真正全面考虑（准）静态仿真中无法分析的有失配、耦合、辐射及介质损耗等引起的电磁场效应，从而得到精确的频域高频特性（如S参数等）并生成全波Sｐｉｃｅ模型以支持高频、高速、高密度PCB应用中实现精确的Sｐｉｃｅ宽带电路仿真设计。 为了表明较长回流路径的影响，参见图2，描述了一根带状线跨过了地参考平面上的一个沟壑，构建的一个不连续回流路径的简单模型，该模型结构简单，回流路径很容易被理解，同时它也能被扩展应用到更多的常见结构中。定义信号回路的信号在PCB板上的位置以及PCB 叠层如图1和结构如图2所示，为带状线，特征阻抗100欧姆，铜箔厚度0.035mm，信号线线宽0. 127mm，信号的间隙为0.2286mm,，线长5cm。介质厚度为0.1524mm，GND的铜箔度.0.035mm，介电常数4.0。LVDS接口详解
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