微带-波导转换教材
波导-微带转换电路
刘云生
201222040512
设计目的：
设计一只Ka波段波导到微带转换电路。其技术指标要求如下：
工作频率：26.5~40GHz
输入/输出驻波比：<1.2
插入损耗：<1.0dB
一、设计思路
微带探针转换是目前应用最为广泛的波导-微带过渡形式并且它有明显的优点。它的插人损耗低,回波损耗小,具有较大频宽,且其结构紧凑,加工方便,装卸容易。
图1和图2中所示为常用微带探针转换结构图，我们采用H面微带探针转换的结构。探针从波导宽面插入，并且探针平面与波导窄面垂直。微带过渡段我们采用渐变结构。通过优化探针插入深度d，微带变换器的长度1L，探针和微带变换器各自宽度,1
s s，波导的微带插入处到波导短路处的距离L，得到满足指标的结果。
图1 H面微带探针转换结构图
图2 E面微带探针转换结构图
二、设计过程：
（1）利用ADS软件里的微带计算工具得出中心频率为33.5GHz处的微带的宽度0.77
，如图3所示。
Sx mm
图3 50欧姆微带线宽
（2）在HFSS中建立仿真模型如图4所示，包括微带金属条，微带
基板，以及包围空气腔三部分。利用对称性以YZ面为对称面切掉一半可以减少计算时间。
图4 仿真模型
（3）设置三部分的材料属性，其中微带金属条为PEC，微带基板为Duriod5880（厚度0.254mm
=）。包围空气
=，相对介电常数 2.2
腔设为真空（默认）。
（4）设置波端口1,2。都为1个模式，如图5。
图5 波端口1 波端口2
（5）设置边界条件如图6。其中微带被包围空气腔的上面设置辐射边界，对称YZ面设置为Prefect H面。
图6 边界条件
（6）设置求解，扫频。然后设置5个优化变量（优化探针插入深度以及微带变换器的长度,1
s s，波导的微带插入处到波
d L，宽度,1
导短路处的距离L），优化目标即为设计指标。
三、设计结果及存在问题分析：
通过优化得到最佳优化值如下图7中所示：
图7 优化变量
优化结果为：
图8 优化结果图
驻波比在整个频段内均小于1.2，插入损耗在整个频段内均小于0.3dB，故在全频段内满足设计要求。
设计中需要注意的问题：
（1）利用对称性可以减少网格数量，缩短计算时间。
（2）端口2有多个模式，需要设置为1个模式。
（3）微带厚度不为零。
（4）设置包围空气腔要将微带基板包围。
（5）微带波端口（端口2）设置不能太小，否则会造成人为遗漏部分场。
（6）约束腔开口宽度选取要适当，当波导开口的横向尺寸变小以后，波导中边壁横向尺寸的突变会带来额外的反射。因此，横
向开口的尺寸也不是越小越好。选择的原则是不能传播高次模，并对高次模有足够衰减的前提下越大越好。
腔体滤波器设计报告设计下表中所示的通路2对应的滤波器
一、理论分析
（1）腔体耦合滤波器的介绍
腔体耦合滤波器是一种具有普遍意义的窄带滤波器结构。研究这种结构的设计具有重要意义。在谐振腔数量相同的条件下，广义切比雪夫滤波器在通带附近的具有选择性好、插损小的特点。滤波器的谐振腔体有多种类型，包括介质谐振器、同轴谐振器、波导谐振器、螺旋谐振器和平面结构谐振器等。
（2）选择滤波器腔体结构考虑的因素
腔体体积；Q值；寄生通带；可调范围可实现的带寛；耦合结构；耦合结构的灵敏度；对不需要模式的耦合隔离；功率容量；温度稳定性等。
（3）腔体耦合滤波器设计的基本思路
从集中参数低通原型出发，经过频率变换获得集中参数电路模型。然后用不同的结构去实现。由耦合矩阵出发设计腔体耦合滤波器。
二、设计过程：
(1)利用CoupleFil软件来确定设计参数。受温度漂移、击穿功率和群时延等技术指标的限制，滤波器设计的工作带寛要比用户要求的带寛宽一些。通常，设计带寛比用户要求大20%左右。由此得出采用7腔直接耦合即可满足指标，以下为7腔设计的参数图：
（2）单腔仿真
选择梳状结构腔体，梳状结构腔体的大小和杆的粗细主要影响腔体Q值。可根据谐振杆的尺寸适当选择腔体尺寸和谐振杆其它尺寸的初值。通过单腔仿真应该获得如下信息：1工作模式的谐振频率；2通过计算与工作模式相邻模式的频率，确定寄生通带的大概位置；3通过计算腔体Q值，确定滤波器的插损；4通过计算腔体内的场分布，确定滤波器电场最大点的位置和场强。仿真模型如下：
（3）腔体间耦合结构仿真
通常，腔体间主耦合通道选择空间耦合或膜片耦合。探针耦合和耦合环耦合常用于交叉耦合。直接耦合较少采用。如果不考虑耦合结构所占的空间大小，我们可以选择空间耦合作为腔体间的耦合结构。
建立耦合结构模型全部材料选择理想材料（金属=PEC；介质无耗）；如果，不关心寄生通带的影响，计算模型可以利用对称性。仿真模型如下：
（4）设计输入输出结构
使用容性耦合，容性耦合的特点：1电耦合；2耦合量与天线和杆之间的距离以及耦合点的位置有关。仿真模型如下：
（5）得到HFSS仿真模型并且得出仿真结果
三、设计结果及存在问题分析：
仿真结果如下：
讨论：
一般要对最后的滤波器实体模型作参数分析；优化和稳定性分
析，同时PASS数足够大和误差的设置足够小，才可以保证仿真中结果的收敛。通常，对滤波器的优化是在等效电路分析的阶段。参数分析使用实体模型是在部分结构分析中使用。如果，实体模型正确，仿真方法得当，计算结果是可信的。
实验不足讨论：
由上述图形可知该滤波器的带内平坦度并不是太好，而且带外抑制性也有待提高，总而言之就是矩形系数并未达到要求。
波导-微带转换电路设计
波导-微带转换电路设计 姓名：学号： 一、技术指标 1)工作频率：26.5~40GHz 2)输入/输出驻波比：<1.2 3)插入损耗：<1.0dB 二、理论分析 随着微波毫米波技术的飞速发展，微波集成电路在各个方面得到了广泛应用。在毫米波频段，主要的传输线有波导和平面传输线两种。随着平面传输媒介的研究发展，混合集成电路、单片集成电路应用的日趋广泛，微带电路已在越来越多的场合取代金属空波导，成为微波、毫米波电路的重要传输线。然而，目前许多毫米波测试系统和器件仍采用金属空波导。因此，如何实现低损耗的波导与微带线的转换就成了微波毫米波技术研究的重要内容。 目前常用的微带－波导探针过渡的方式有两种，都是将微带探针从波导宽边的中心插入，一种是介质面垂直与波导传输方向，称为H面探针，如图1所示，另一种介质面平行于波导传输方向，称为E面探针，如图2所示。 图1 H面探针图2 E面探针 微带探针转换是目前应用最为广泛的波导一微带过渡形式并且它有明显的优点。它的插人损耗低,回波损耗小,具有较大频宽,且其结构紧凑,加工方便,装卸容易。本文采用H面微带探针转换的结构。探针从波导宽面插入，并且探针平面与波导窄面垂直。微带过渡段我们采用渐变结构。通过优化探针插入深度d，微带变换器的长度1 s s，波导的微带插入处到波L，探针和微带变换器各自宽度,1 导短路处的距离L，得到满足指标的结果。
一、 设计过程： （1） 利用ADS 软件里的微带计算工具得出中心频率为33.5GHz 处的微带的宽 度0.77Sx mm =，如图3所示。 图3 50欧姆微带线宽 （2） 在HFSS 中建立仿真模型如图4所示，包括微带金属条，微带基板，以及 包围空气腔三部分。利用对称性以YZ 面为对称面切掉一半可以减少计算时间。 图4 仿真模型 （3） 设置三部分的材料属性，其中微带金属条为PEC ，微带基板为 Duriod5880（厚度0.254mm =，相对介电常数 2.2=）。包围空气
波导到微带转换电路 设计报告
波导到微带转换电路 学生姓名：学号： 单位：时间:2010年5月6日 一、技术指标： 请设计一只Ka波段波导到微带转换电路。其技术指标要求如下： 工作频率：26.5~40GHz 输入/输出驻波比：<1.2dB 插入损耗：<1.0dB 二、理论分析 目前常用的微带－波导探针过渡的方式有两种，都是将微带探针从波导宽边的中心插入，一种是介质面垂直与波导传输方向，称为H面探针，如图1所示，另一种介质面平行于波导传输方向，称为E面探针，如图2所示。本课题采用的是E面探针过渡，下面详细介绍本课题中的微带－波导过渡设计方法。 图1 H面探针图2 E面探针 微带—波导过渡的构成形式如图3所示，探针从波导宽边的中心插入，任一个沿探针方向具有非零电场的波导模将在探针上激励起电流。探针附近被激励起的高次模存储无功功率的局部场，使接头具有电抗性质。由于探针过渡具有容性电抗，一段具有感性电抗的高阻线被串联在探针过渡器后面，以消除容性电抗，然后利用四分之一阻抗变换器实现与混频电路内微带传输线的阻抗匹配。 对微带－波导过渡性能有较大影响的电路参数共5个，由表1列出。探针插入处波导开窗的大小对性能也有一定影响，在设计时可先将其确定。一般的原则是开窗越小越小越好，以形成截止波导。
探针距波导终端短路面的长度D我们取四分之波导波长,因为终端短路后，波导内形成驻波，波节间距离为二分之波导波长，取四分之波导波长的短路长度，可以保证探针在波导内处于最大电压，即电场最强的波腹位置，以达到尽量高的耦合效率。 探针长度探针宽度高阻线长度高阻线宽度波导短路面 距离 L1 w1 L2 w1 D 表1影响微带-波导过渡性能的参数 三、设计过程： 确定中心频率为大气窗口35GHz，频段为26.5GHz到40GHz。确定矩形波导尺寸、基板的材料和尺寸以及微带金属条带的初始尺寸并建立模型。此处采用WR-28标准矩形波导，尺寸为7.112mm*3.556mm，基板材料选用Rogers5880型基片，厚度为0.254mm，相对介电常数为2.2，微带金属条带厚度为0.035mm，由ADS中LineCalc 计算得中心频率35GHz处50欧姆微带线宽度为0.754mm。 通过设计矩形波导宽边开口的宽度和长度，使其达到将波导中的能量传播到微带线的要求，并抑制带内谐振，主要考虑到要对高次模进行抑制和衰减，开口不能过大，应该保证开口能够对高次模有20dB的衰减，通过仿真优化，观察gamma实部可确定其对高次模的衰减大小。最后确定开口宽2.5mm，高1mm，可以满足衰减而且具有良好的输入输出驻波比。 由于参考论文得到相应的初始值,用HFSS建立如图5所示的探针过渡仿真模型,然后对重要参数进行扫参优化。最终的参数结果:探针宽度w1为0.5 mm，探针长度L1为1.8 mm，高阻线宽度w2为0.3 mm，高阻线长度L2为0.1 mm，波导短路面至端口的距离D为8.6 mm。
Ka波段波导-微带转换电路
Ka 波段波导-微带转换电路 摘 要:本文在了解矩形波导、微带线的传输理论及分析了Ka 波段波导-微带转换电路的特性后，利用HFSS 仿真软件对它进行仿真并优化，设计出了Ka 波段波导-微带转换电路。满足实验要求：在Ka 频段26.5GHz~40GHz 内的输入/输出驻波比≤1.2，插入损耗≤1.0dB 。 关键词：Ka 波段，微带线，矩形波导，HFSS ，转换电路 Abstract ：After the understanding about the transmission theory of rectangular waveguide and micro-strip line and the analysis of the speciality of Ka-band waveguide micro-strip transform circuit, this paper will design the Ka-band waveguide micro-strip transform circuit by the simulation and optimization of HFSS. It meets the requirements: the input/output standing wave ratio is 1.2 within the Ka frequency range 26.5GHz~40GHz and the insertion loss is 1.0dB. Key word ：Ka-band ，Micro-strip, Waveguide, HFSS , Transform circuit 1. 引言 波导-微带转换电路是各种雷达、通讯、电子对抗等系统中最重要的一种无源转接过渡，又是各系统的重要组成部分，它性能的好坏直接影响系统的性能。随着微波集成电路的发展，微带线又是微波、低频段毫米波电路的主要传输线，而实现波导-微带的过渡就成了人们日益关注的问题。本文分析了Ka 波段波导-微带探针转换的微波特性，设计了宽频带Ka 波段波导—微带转换器，并用HFSS 软件对它进行仿真分析和验证，其仿真结果达到理想中的预期值。 2. 特性分析及设计思路 2.1 矩形波导的传输理论 在矩形波导中最低次模是10TE 模，它的各场表达式为： ()y 10=sin j t z a E j H x e a ωβωμππ-??- ??? ()y 10=s i n j t z a H j H x e a ωββππ-?? ??? ( )z 10=cos j t z H H x e a ωβπ-?? ??? 0x y y E E H === （1） 由22c k ωμε=决定的频率称为截止频率，用c f 表示；相应的波长称为截至波长，用c λ表示。对于矩形波导中的10TE 模，求得其截至波长为：
微带-波导转换教材
波导-微带转换电路 刘云生 201222040512 设计目的： 设计一只Ka波段波导到微带转换电路。其技术指标要求如下： 工作频率：26.5~40GHz 输入/输出驻波比：<1.2 插入损耗：<1.0dB 一、设计思路 微带探针转换是目前应用最为广泛的波导-微带过渡形式并且它有明显的优点。它的插人损耗低,回波损耗小,具有较大频宽,且其结构紧凑,加工方便,装卸容易。 图1和图2中所示为常用微带探针转换结构图，我们采用H面微带探针转换的结构。探针从波导宽面插入，并且探针平面与波导窄面垂直。微带过渡段我们采用渐变结构。通过优化探针插入深度d，微带变换器的长度1L，探针和微带变换器各自宽度,1 s s，波导的微带插入处到波导短路处的距离L，得到满足指标的结果。
图1 H面微带探针转换结构图 图2 E面微带探针转换结构图 二、设计过程： （1）利用ADS软件里的微带计算工具得出中心频率为33.5GHz处的微带的宽度0.77 ，如图3所示。 Sx mm 图3 50欧姆微带线宽 （2）在HFSS中建立仿真模型如图4所示，包括微带金属条，微带
基板，以及包围空气腔三部分。利用对称性以YZ面为对称面切掉一半可以减少计算时间。 图4 仿真模型 （3）设置三部分的材料属性，其中微带金属条为PEC，微带基板为Duriod5880（厚度0.254mm =）。包围空气 =，相对介电常数 2.2 腔设为真空（默认）。 （4）设置波端口1,2。都为1个模式，如图5。 图5 波端口1 波端口2 （5）设置边界条件如图6。其中微带被包围空气腔的上面设置辐射边界，对称YZ面设置为Prefect H面。
微带--波导转换Waveguide-to-Microstrip
Narrow Band Ridge Waveguide-to-Microstrip Transition for Low Noise Amplifier at Ku-Band Zahid Yaqoob Malik, Abdul Mueed, Muhammad Imran Nawaz Centre for Wireless Communication National Engineering and Scientific Commision Abstract- A compact Ku-band waveguide-to-microstrip transition integrated with low noise amplifier is designed. It acts as an interconnect between waveguide antenna and RF receiver modules. The transition design consists of standard waveguide WR62, a cavity for the low noise amplifier and a solid transformer section in the form of a staircase called ridge. The ridge is fixed in the bottom wall of a waveguide with the help of a screw. The centre conductor of a coaxial connector is brought near this transformer but doesn’t touch the transformer; these elements together with the back of the staircase and an adjacent portion of the bottom wall define a magnetic field coupling loop. This design methodology gives us narrow bandwidth of 500MHz at Ku-band and hence eliminates the need for a filter in receiver section for specific applications. I.I NTRODUCTION Lower loss of waveguide at higher frequencies above X band is advantageous as compared to the coaxial line. At higher frequencies, waveguide-to-microstrip transitions replace waveguide to coaxial transitions to act as interconnects between modules and antennas. These transitions can be also be made to operate at Millimeter wave bands. Waveguide is made from a single conductor which usually propagates a dominant TE mode, having a cutoff frequency below which the waveguide is highly attenuative.Most of the transitions are designed to operate within the frequency band of dominant mode propagation only. As compared with coaxial line, waveguide modes have impedance characteristics that tend to make transition design more challenging. The impedance of each of waveguide modes changes with frequency. In addition, the impedances of standard waveguides are much greater than 50 ohms, typically a few hundred ohms. Consequently, the bandwidth for most waveguide-to- microstrip transitions rarely reaches the full dominant mode bandwidth [1]. Microstrip-to-waveguide transitions have been widely used in testing and evaluating millimeter-wave hybrid and monolithic integrated circuits and combining integrated circuits with waveguide components [2]. The present transition relates to a ridge waveguide-to-microstrip line transition for an amplifier which uses a field effect transistor (FET) or the like. Generally, a waveguide-to-coaxial line transition or a waveguide-to-microstrip line transition is employed to supply an FET with a microwave signal coming in through antenna [5]. The transition apparatus may off-course utilize the magnetic field associated with the electromagnetic wave energy propagating in the waveguide. If the inner conductor of the coaxial transmission line is utilized as a probe to couple to this magnetic field, then the longitudinal axis of the coaxial line may be aligned with the propagating axis of the waveguide. With such an orientation of axes, the overall structure requires less space than those depending upon electric field coupling [6]. This transition provides a simplified and compact structure for waveguide-to-coaxial transmission line. This transition consists of three main subassemblies. The first part is a standard Ku-band waveguide WR62. The second part is impedance transforming section which is mounted in the WR62 waveguide with the help of a screw, the third part is the low noise amplifier cavity having the centre pin of coaxial transmission line. This pin is brought close to the staircase transformer to a side with the waveguide on one end and other end is connected to the alumina substrate used for the low noise amplifier in the cavity. Rest of the paper is organized as follows. The design of the ridge is discussed in section II. Section III discusses simulation work. In section IV, manufacturing details and test results are presented. The work is concluded in section V. II.D ESIGN OF THE R IDGE Impedance Matching Section is designed to match the higher impedance of a waveguide section to a coaxial line, the general practice is to decrease the narrow dimension of the waveguide, that is, the distance between the broadwalls of a rectangular waveguide in a series of steps so as to arrive at an internal dimension that achieves an acceptable impedance match with a satisfactory voltage standing wave ratio (VSWR). The impedance matching transformer (ridge) consists of five quarter wave sections as shown in figure 1. These sections take the form of a staircase of individual steps. The heights of the steps which are generally unequal are chosen in accordance with a set of numerical coefficients referred to as Techbyscheff coefficients [3]. The distance AB between the cavity wall and the end face of the first step is between 0.01 λ and 0.1 λLNA cavity is approximately one quarter of a wavelength. The width of each step is generally between one third and one the first transformer section. This impedance level is dependent