四桥臂三相逆变器的控制策略

四桥臂三相逆变器的控制策略

阮新波严仰光

摘要提出了一种新型的三相四线逆变器，它有四个桥臂，第四个桥臂用来构成中点，从而省去了三相三桥臂逆变器中的中点形成变压器，减小了逆变器的体积和重量。针对这种逆变器，本文提出了一种电流调节器，它根据三相滤波电感电流和给定电流的误差值最大的那相选择逆变器的开关模态。为了消除输出相电压的静态误差，本文讨论

了一种基于PI调节器改进的电压调节方案。仿真结果表明，本文的思路是可行的。本

文为构造大功率、高效率的三相四线逆变器提供了可靠的理论基础。

关键词：三相逆变器控制策略

The Control Strategy for Three-Phase Inverter with Four Bridge Legs

Ruan Xinbo Yan Yangguang

（Nanjing University of Aeronaut ics & Astronautics 210016 China）

Abstract A novel three phase inverter with four bridge legs i s presented in

this paper.The inverter eliminates the neutral forming transforme r by adding

a bridge leg to form neutral point to provide balanced voltages to a ny kinds

of three phase loads.The principle of the inverter is analyzed,and a ne w current regulator,which chooses switching modes a ccording to the maximum cur rent error of filter inductance current and the reference current is proposed.Th e modified voltage regulator on the basis of PI regulator is proposed to elimina te output voltage static error under any load conditions.

Keywords:Three-phase Inverters Control strategies

1 引言

三相逆变器一般是采用三个桥臂组成的拓扑结构，为了给不对称负载供电，必须在

输出端加入一个中点形成变压器(Neutral Formed Transformer，NFT)，如图1所示。中点形成变压器是变比为1的自耦变压器，工作频率为输出交流电的频率，体积和重

量很大，而且体积和重量随着负载不对称的程度变化而变化，不对称度越大，NFT的体积重量也就越大。

图1 带NFT的三相逆变器

Fig.1 Three-phase inverter with NFT

为了省去中点形成变压器，减小逆变器的体积和重量，可以在图1所示的逆变器的基础上加入一个桥臂来构成中点，将三相输出的公共点(即中点)接在该桥臂上，从而构成四桥臂三相逆变器，如图2所示。

图2 四桥臂三相逆变器

Fig.2 Three-phase inverter with four legs

2 逆变器的开关模态分析

从图2可以看出，每个桥臂有两种开关方式，即上管导通，下管关断，定义为u i=1或v=1 ；或者下管导通，上管关断，定义为u i=0或v=0。那么由四个桥臂组成的逆变器有24=16 种开关模态。引入开关电压矢量U=(u1，u2，u3，v)，实际上(0，0，0，0)和(1，1，1，1)两个开关模态是一样的。在这两种开关模态下，三相电路均处于自由续流状态，故四桥臂逆变器有15种有效的开关模态。

从图2中可以看出，四桥臂三相逆变器相当于三个单相逆变器的组合，VT1、VT2、VT7、VT8构成A相逆变器，VT3、VT4、VT7、VT8构成B相逆变器，VT5、VT6、VT 7、VT8构成C相逆变器，三相逆变器共用了由VT7、VT8组成的桥臂。从文献［1］中我们知道，单相逆变器存在三种开关模态，即

式中i=1，2，3，分别代表A相、B相和C相

如果三个独立的单相逆变器组成三相逆变器，那么三相开关模态(M1，M2，M3)有3 3=27种。由于四桥臂三相逆变器省去了两个桥臂，因而它对三相输出电流的激励要相互牵

制，不能同时存在相反方向的激励，下列12种开关模态不存在：(0，1，-1)，(0，-1 ，1)，(1，0，-1)，(-1，0，1)，(1，-1，0)，(-1，1，0)，(1，-1，1)，(-1，1， 1)，(1，1，-1)，(-1，-1，1)，(-1，1，-1)，(1，-1，-1)。也就是说只存在27-1 2=15

种开关模态，这与前面采用开关电压矢量U=(u1，u2，u3，v)分析的15种开关模态是相互吻合的。表1中列出了四桥臂三相RDCLI的15种存在的开关模态及对应的器件开

关情况。

表1 逆变器开关模态及对应的器件开关情况

Tab.1 Switching modes and on/off of the corresponding switches 三相开关模态对应的器件开关情况

A相(M1) B相(M2) C相(M3) u1u2u3v

0 0 0 0 0 0 0

1 1 1 1

0 0 1 0 0 1 0

0 0 -1 1 1 0 1

0 1 0 0 1 0 0

0 1 1 0 1 1 0

0 -1 0 1 0 1 1

0 -1 -1 1 0 0 1

1 0 0 1 0 0 0

1 0 1 1 0 1 0

1 1 0 1 1 0 0

1 1 1 1 1 1 0

-1 0 0 0 1 1 1

-1 0 -1 0 1 0 1

-1 -1 0 0 0 1 1

-1 -1 -1 0 0 0 1

表1中所列的15种开关模态，如果某相的开关模态M i是1，则该相所加的是正向

输入电压+V in，相电流是增加的；反之，假如某相的开关模态M i是-1，则该相所加的

是反向输入电压-V in，相电流是减小的；而某相的开关模态M i如果是 0，该相就处于自然续流状态，电流增加或减小的趋势较小。

3 最大误差电流调节器

在单相逆变器中，我们可以选用滞环电流脉冲调制器(Hysteresis Current Pulse Modulato r，HCPM)，它是一个有滞环的三态调节器［1］，如图3所示。该调节器周期性地对滤波电感电流i Lf和电流给定信号i*Lf进行采样和保持(Sample/Hold ，S/H)。在每个采样点上，如果i L f与i*Lf之间的误差小于-h(h为滞环)，HCPM把输入电压V in正向加到滤波器两端，即+1(+V in)，使滤波电感电流增大；如果i Lf与i*Lf之间的误差大于h，HCPM把V in反向加到滤波器两端，即-1(-V in)，使滤波电感电流减小；假如 i Lf与i*Lf

之间的误差的绝对值小于h，就让滤波器两端短路，即使逆变器处于自然续流状态。

图3 HCPM的控制框图

Fig.3 Block diagram of HCPM

在四桥臂三相逆变器中，可以采用三个HCPM来分别控制三相逆变器，但是必须处

理好不存在的12种开关模态。如果出现+1、-1共存的模态，就要把这些不存在的开

关模态转换到存在的15种开关模态中去，是以+1，或者以0，还是以-1为基准来选择开关模态呢?关键是抓主要矛盾。在采样点上，计算出各相滤波电感电流与对应相的电

流给定信号的误差绝对值，以电流误差绝对值最大的那相为基准，即一旦出现12种开关模态中的一个，就以电流误差绝对值最大的那相的开关模态为基准，其他相的开关

模态如果与基准相的一样，就取该开关模态，如果不一样，就让它选择自然续流状态，即0模态。这就是“最大误差电流调节方案”(Maximu m Error Current

Regulator,MECR)。例如，在某一采样点上，HCPM决定下一开关周期中逆变器的开关模

态是(-1，-1，1)，A相此时的电流误差绝对值最大，根据最大误差电流调节方案，A 相选-1模态，B相也选-1模态，而C相应该选择0模态。图4是最大误差电流调节器

的原理框图。

4 电压调节器

为了提高变换器的动态响应速度，一般采用双闭环控制，电流调节器是内闭环，

电压调节器是外闭环。目前电压外环普遍采用PI调节器，对于直流变换器来说，PI 调节器是无差调节，但是对于交流逆变器，在负载变化时，其输出电压是变化的，也就是说，输出电压是有静差的。为了消除由于负载变化等原因引起的电压静差，文献

［2］提出了一种基于PI调节器进的电压调节器，它是在PI调节器的基础上，加入一个负载电流正反馈信号i of和一个电压给定信号的微分支路。负载电流正反馈信号与PI调节器的输出信号i r以及电压给定信号的微分信号相加，作为电流调节器的电流给定信号。我们称这种电压调节方案为负载电流前馈电压调节器，图5是它的控制框图。

图4 最大误差电流调节器的原理框图

Fig.4 Block diagram of the maximum error current regulator

图5 负载电流前馈电压调节器控制框图

Fig.5 Blocking diagram of the load current feed-forward voltage regulator 利用自动控制理论分析可得，负载电流前馈电压调节器的调节特性与负载无关，

无论负载如何变化，输出电压都等于电压给定，而PI调节器则没有这种调节特性。

5 仿真结果及分析

图6是采用最大误差电流调节器和负载电流前馈电压调节器，四桥臂三相逆变器

的仿真结果。图6a为三相对称阻性负载；图6b是三相不对称负载，A相是阻性满载，B相是感性负载，功率因数为0.75，C相是空载。输出为115V/400Hz的三相交流电。表2列出了系统参数相同，电压外环不对称负载的仿真结果。

图6 仿真结果

Fig.6 Simulational results

从表2中可以看出，负载电流前馈电压调节器所得到的外特性很好，无论什么性

质的负载，均能得到三相对称的输出电压，输出电压的THD低于2%。从图6中可以明显看出，这种新型的电源系统在各种极端条件下，均具有良好的动态特性。

四桥臂三相逆变器实现了三相电压的解耦控制，各相电压均独立进行调节。在三

相三桥臂逆变器中，三相电压是相互耦合的，为了对三相电压进行解耦控制，需要加

入解耦电路。四桥臂三相逆变器控制简单，性能优于三桥臂逆变器。

表2 不同电压调压器的仿真结果

Tab.2 Simulated results under different voltage waveforms

调节器负载电流前馈电压调节

器

PI调节器

A相B相C相A相B相C相

功率1kW 1kVA 0 1kW 1kVA 0 功率因数 1.0 0.75 1.0 0.75

输出相电压/V 115.28 115.48 115.02 99.23 107.25 119 .29

输出相电压的THD(%) 1.37 1.84 1.65 1.45 1.88 2 .05

滤波电感电流/A 12.66 6.68 4.45 10.30 6.28 4.61

滤波电感电流的

3.49 7.55 13.91 3.57 8.12 1

4.70

THD(%)

负载电流/A 13.29 13.34 0.0 9.85 11.50 0.0

注：电流均指有效值，电压均指基波值。

6 结论

(1)四桥臂三相逆变器省去了三桥臂逆变器中必需的中点形成变压器，大大减小了电源的体积的重量。

(2)最大误差电流调节器是正确可行的，实现电路简单。

(3)负载电流前馈电压调节器的传递函数为常数，在任何负载下，输出电压均只与

电压给定信号有关，不存在输出电压静压。

(4)实现了三相电压的解耦控制，三相电压都实行单独调节，调了简单可靠。

(5)整个逆变器系统具有良好的动态性能。

阮新波男，1970年生，1996年在南京航空航天大学获博士学位，现为该校副教授，主要研究方向为高频软开关直-直变换器，高频软开关逆变器以及变换器的建模分析，在国内外发表论文20余篇，出版专著2部。

严仰光男，1935年生，南京航空航天大学电力电子教研室教授，博士生导师，主要从事电力电子变换器技术和航空电源系统的教学和研究工作，在国内外期刊和会议上发表论文60余篇。

作者单位：阮新波（南京航空航天大学210016）

严仰光（南京航空航天大学210016）

参考文献

1，阮新波，赵宇谐，振直流环节单相逆变器的仿真分析南京航空学院学报，1992 ，24(2)：164

2，Giri V, Divan D M,Jahns T M.Discrete pulse modulation strategies for h igh frequency inverter systems.PESC89 Conference Records,1989.101 3～1020