推挽式变换器
推挽式变换器
单端直流变换器都有共同的缺点，就是高频变压器只工作在磁滞回线的一侧，磁芯的的利用率较低，易于饱和。双端型直流变换器可以工作在一三象限，利用率较高。双端式直流变换器有推挽式、全桥式、和半桥式三种。
1.电路拓扑图
其中NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS。N为变比。
2.电路原理及波形图
假设储能电感的电感量远大于临界电感，
电路工作在电流连续模式。
（1）VT1开通，VT2关断。
NP1下正上负，根据NP2与其同名端位置判定，
也为下正上负。每段电压为Ui,VT2承受两倍
Ui.二次侧VD1正向偏执，VD2截止。由变压
器关系的us=Ui/n，VD2承受2倍反向电压
2Ui/n。电感L储能。
（2）VT1，VT2截止。
截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。
（3）VT1关断，VT2关断。
NP2上正下负，根据NP1与其同名端位置判定其也为上正下负。每段电压为Ui,VT1承受两倍Ui.二次侧VD2正向偏执，VD1截止，承受2倍反向电压2Ui/n。电感L 再次储能。
（4）VT1，VT2都截止。
截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。
3输出电压Uo
虽然一个周期为T但是由于（2）（4）过程的存在，两个开关的导通时间都小于0.5T。
每个功率开关管的占空比为D，D=ton/T,总占空比Do=2D。
输出电压Uo=2DUi/n。
4 优点：变压器磁芯利用率高，输出功率大，纹波电压小。驱动电路简单
缺点：变压器绕组利用率低，功率开关管都要承受2倍电源电压或者更高，对器件的耐压要求更高。
乙类互补推挽功率放大器
科信学院CDIO项目设计说明书（2010 /2011学年第二学期） CDIO项目名称：电子应用系统一级项目 专业班级：电子信息工程 学生姓名： 学号: 指导老师： 设计成绩: 2011年6月28日
1、互补对称OTL 功放电路装调 1.1 CDIO 设计目的 通过设计乙类互补推挽功率放大器，掌握利用分离原件组成OTL 功放电路的原理，提高电路原理图读图技能，熟练掌握较复杂电路的装调操作方法 1.2 CDIO 设计正文 1. 2.1设计要求 电压增益：10倍（20分贝） 输出功率：0.5W 以上（负载R L =8?） 频率特性：20Hz ～20KHz 1.2.2 设计原理 乙类工作时，为了在负载上合成完整的正弦波，必须采用两管轮流导通的推挽电路。通常使用T1和T2两个特性配对的互补功率管（NPN 型和PNP 型），若忽略功率管发射结导通电压，则当输入信号正半周期时，两功率管分别导通和截止，输出为正半周的半个正弦波；当输出信号负半周期时，两功率功率管分别截止和导通，输出为负半周的半个正弦波，通过负载的电流通过合成形成完整的正弦波。 1.2.3设计过程 负载R1=8Ω V o= Po R *1=2V ，输出功率Po=0.5W 峰值为Vp=22V ，峰峰值为Vp-p=4≈V 2 5.7V 若要实现输出功率为Po=0.5W ，则直流电源电压Vc c ＞ 5.7V 所以取Vcc=15V 输出电流Io= 2 1 Vcc/RL ≈350mA 取β=100，Ib1=Io/β=3.5mA 取I5=30mA ，所以R5=(15V-8.5V)/30mA=220Ω 取VE=0.2Vcc=3V RE=3V/30mA=100Ω 因为Av=R5/RE=2.2＜10，所以RE 取值不合适 令RE=R4+R6,R4=15Ω，R5=85Ω 当交流分析时，R6被短路，Av=15符合要求
推挽式变压器设计
推挽式变压器设计 前言 推挽式变压器的设计分为AP法和KG法两种设计方法，这两种设计方法都是以几何参数进行设计，主要区别在于，KG 法是AP的基础上考虑了电压调整率，即加入电压调整率参数。下面是两种方法设计流程： 第一：计算视在功率： PT=Po(1+1/G)1.414 式中的PT 是视在功率，Po是输出功率，G是变压器的能量传递效率， 第二：计算KE： KE=0.145Kf^2Fs^2Bw^2 x 10^-4 式中Kf是波形因素，方波为4，正弦波为4.44，Fs是开关频率，Bw磁通密度。 第三：计算KG： KG=PT/2aKe 式中a 是电压调整率 磁环KG用以下公式进行计算： KG=Ae^2AwKo/MLT 式中的Ae是芯的有限面积，Aw 是芯环的有限面积，MLT
是每匝线圈的长度。 第四：根据KG值选择磁环的大小。 第五：计算AP：如果是KG法设计变压器，不用这一步。 AP=(PT x 10^4/KoKfFsBWKj)^1/1+x 式中Ko是变压器窗口使用系数。Kj是电流密度比例系数，X 是磁芯类型常数 第六：根据AP值选技磁环的大小，如果是使用KG法，不用这一步。 第七：计算原边线圈数： NP=Vs x 10^4/KfFsBWAe 式中的NP为原边线圈数，Vs是最小输入电压。 第八：计算原边峰值电流 Ip=Po/VsG 第九：计算电流密度： J=PT x 10 ^4/KoKfFsBwAp 第十：计算原边线圈的线经： Axp=Ip/J 如果是全波整流Ip需要按0.707进行折算。公式如下： Axp=0.707Ip/J 第十一：根据Axp值选择导线规格： 第十二：计算原边线圈阻值：
基于自激推挽式小型化二次电源的设计
基于自激推挽式小型化二次电源的设计 2009-07-02 15:50:11 来源：EDN 关键字：自激推挽变压器开关电源 0 引言 在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA 输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。 1 自激推挽式直流变换器的基本原理 自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。
开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算
开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 1-8-1-3．推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 图1-33中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。 根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。
1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL 为： 式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。 对（1-136）式进行积分得：
OCL功率放大器的设计报告解析
课程设计报告 题目：由集成运放和晶体管组成的OCL 功率放大器的设计 学生姓名：郭二珍 学生学号： 07 系别：电气学院 专业：自动化 届别： 2015年 指导教师：廖晓纬 电气信息工程学院制 2014年3月
OCL功率放大器的设计 学生：郭二珍 指导老师：廖晓纬 电气学院10级自动化 1、绪论 功率放大器(简称功放)的作用是给音频放大器的负载R L(扬声器)提供一定的输出功率。当负载一定时，希望输出的功率尽可能大，输出信号的非线性失真尽可能地小，效率尽可能高。 OCL是英文Output Capacitor Less的缩写，意为无输出电容的功率放大器。采用了两组电源供电，使用了正负电源。在输入电压不太高的情况下，也能获得较大的输出频率。省去了输出端的耦合电容，使放大器的频率特性得到扩展。OCL 功率放大器是一种直接耦合的功率放大器，它具有频响宽、保真度高、动态特性好及易于集成化等特点。性能优良的集成功率放大器给电子电路功放级的调试带来了极大的方便。集成功率放大电路还具有输出功率大、外围元件少、使用方便等优点，因此在收音机、电视机、扩音器、伺服放大电路中也得到了广泛的应用。 功率放大器可分为三种工作状态：(1)甲类工作状态Q点在交流负载的中点，输出的是一种没有削波失真的完整信号，但效率较低。(2)乙类工作状态Q点在交流负载线和IB=0输出特性曲线的交界处，放大器只有半波输出，存在严重的失真。 (3)甲乙类工作状态Q点在交流负载线上略高于乙类工作点处，克服了乙类互补电路产生交越失真，提高了效率。 因此，本设计可采用甲乙类互补电路。
2、内容摘要 本设计中要求设计一个由集成运放和晶体管组成的OCL功率放大器。在输入正弦波幅度Ui等于200mV，负载电阻R L等于8Ω的条件下最大输出不失真功率P ≥2W，功率放大器的频带宽度BW≥80Hz~10KHZ o 功率放大电路实质上是能量转换电路，它主要要求输出功率尽可能大，效率尽可能的高，非线性失真尽可能要小，功率器件的散热较好。 本设计选用的是双电源供电的OCL互补推挽对称功放电路。 此推挽功率放大器的工作状态为甲乙类，其目的是为了减少“交越失真”。 由于两管的工作点稍高于截止点，因而均有一很小的静态工作电流I CQ。这样，便可克服管子的死区电压，使两管交替工作处的负载中电流能按正弦规律变化，从而克服了交越失真。 OCL互补推挽对称功放电路一般包括驱动级和功率输出级，前者为后者提供一定的电压幅度，后者则向负载提供足够的信号频率，以驱动负载工作。 因此，需要设计两部分，即驱动级和功率输出级。
推挽式变换器
推挽式变换器 单端直流变换器都有共同的缺点，就是高频变压器只工作在磁滞回线的一侧，磁芯的的利用率较低，易于饱和。双端型直流变换器可以工作在一三象限，利用率较高。双端式直流变换器有推挽式、全桥式、和半桥式三种。 1.电路拓扑图 其中NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS。N为变比。 2.电路原理及波形图 假设储能电感的电感量远大于临界电感， 电路工作在电流连续模式。 （1）VT1开通，VT2关断。 NP1下正上负，根据NP2与其同名端位置判定， 也为下正上负。每段电压为Ui,VT2承受两倍 Ui.二次侧VD1正向偏执，VD2截止。由变压 器关系的us=Ui/n，VD2承受2倍反向电压 2Ui/n。电感L储能。
（2）VT1，VT2截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 （3）VT1关断，VT2关断。 NP2上正下负，根据NP1与其同名端位置判定其也为上正下负。每段电压为Ui,VT1承受两倍Ui.二次侧VD2正向偏执，VD1截止，承受2倍反向电压2Ui/n。电感L 再次储能。 （4）VT1，VT2都截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 3输出电压Uo 虽然一个周期为T但是由于（2）（4）过程的存在，两个开关的导通时间都小于0.5T。 每个功率开关管的占空比为D，D=ton/T,总占空比Do=2D。 输出电压Uo=2DUi/n。 4 优点：变压器磁芯利用率高，输出功率大，纹波电压小。驱动电路简单 缺点：变压器绕组利用率低，功率开关管都要承受2倍电源电压或者更高，对器件的耐压要求更高。
甲类乙类甲乙类推挽式放大器
经常会看到XX功放是采用推挽式结构，或者说XX采用甲类放大器，效果出色什么的描述，但各位可否知道这些类型功放工作代表的意义呢？下面就简单介绍一下： 1.甲类放大： 晶体管静态工作点设置在截止区与饱和区的中分点的放大电路，叫做甲类放大电路，适合于小功率高保真放大。 甲类放大又称为A类放大，在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的任何功率输出元件都不会出现电流截止（即停止输出）。正弦信号的正负两个半周由单一功率输出原件连续放大输出的一类放大器。当输入信号较小时，在整个信号周期中，晶体管都工作于它的放大区，电流的导通角为180度，且静态工作点在负载线的中点。甲类放大器工作时会产生高热，效率很低，适用于小信号低频功率放大，但固有的优点是不存在交越失真。单端放大器都是甲类工作方式。 2.乙类放大： 晶体管静态工作点设置在截止点的放大电路，叫做乙类放大电路，适合于大功率放大。 乙类放大又称为B类放大，在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的输出元件分成两组，轮流交替的出现电流截止（即停止输出）。正弦信号的正负两个半周分别由推挽输出级的两“臂”轮流放大输出的一类放大器，每一“臂”的导电时间为信号的半个周期。乙类功率放大其集电极电流只能在半个周期内导通，导通角为90度。乙类放大器的优点是效率高，缺点是会产生交越失真。 3.甲乙类放大：管静态工作点设置在截止区与饱和区之间，靠近截止点的放大电路，叫做甲乙类放大电路，适合于大功率高保真音频放大，推挽电路通常就是甲乙类放大电路。 甲乙类放大又称AB类放大，它界于甲类和乙类之间，推挽放大的每一个“臂”导通时间大于信号的半个周期而小于一个周期。甲乙类放大有效解决了乙类放大器的交越失真问题，效率又比甲类放大器高，因此获得了极为广泛的应用。 4.丙类放大： 晶体管静态工作点设置在截止区内的放大电路，叫做丙类放大电路，适合于大功率射频放大。 丙类放大又称为C类放大，丙类放大器工作在开关状态，它只处理正半周信号，也就是脉动直流信号。而音频信号是正负都有的交流信号，使用丙类放大器会产生严重的失真。 5.推挽式： 由两个晶体管，共同完成的，在正半周一个推，另一个挽，在负半周，则两个晶体管互换，原来推的变成挽，原来挽的变成推。这就是推挽电路的简单表述，推挽电路多用于功率放大。 按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。 单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。单端放大机器只能采取甲类工作状态。 推挽放大器的输出级有两个“臂”（两组放大元件），一个“臂”的电流增加时，另一个“臂”的电流则减小，二者的状态轮流转换。对负载而言，好像是一个“臂”在推，一个“臂”在拉，共同完成电流输出任务。尽管甲类放大器可以采用推挽式放大，但更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。
设计变压器的基本公式精编版
设计变压器的基本公式 为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T） Bm=(Up×104)/KfNpSc 式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V） f——脉冲变压器工作频率（Hz) Np——变压器一次绕组匝数（匝） Sc——磁心有效截面积（cm2） K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0 一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。 变压器输出功率可由下式计算（单位：W） Po=1.16BmfjScSo×10－5 式中：j——导线电流密度（A/mm2） Sc——磁心的有效截面积（cm2) So——磁心的窗口面积（cm2） 3对功率变压器的要求 （1）漏感要小 图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。 图9双极性功率变换器波形 功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。 （2）避免瞬态饱和
一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。 （3）要考虑温度影响 开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。 （4）合理进行结构设计 从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑： 漏磁要小，减小绕组的漏感； 便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护； 便于散热。 4磁心材料的选择 软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。 软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO 等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。 在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。 开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：
推挽式功率放大电路的设计
第一部分课程设计
桥式推挽功率放大器是一种在较低的电源电压下能得到较大输出功率的功放，它由前置放大电路、BTL功率放大电路、电源电路三部分所构成。前置放大电路采用了集成运放NE5532将小信号电压放大，使其能够驱动功率放大器；功率放大电路由倒相电路和BTL 电路两部分组成，前者负责为后者转换两个大小相等、方向相反的激励信号，后者则是在信号不失真的前提下，尽可能地放大电流，从而提高输出功率；电源电路通过降压、整流、滤波、稳压产生±12V直流电压。运用Protel软件对所设计的电路图进行建库、绘图、制板；再借助Multisim仿真软件对各个单元电路进行了性能与功能仿真，通过仿真分析验证了设计的正确性，整体电路也基本达到了设计的预期目的。 关键词：推挽功放；集成运放；前置放大；倒相
The push-pull circuit occupies an important position in the amplifier circuit and switching power supply areas. Bridge push-pull amplifier circuit is constituted by three parts of the power supply circuit, the preamplifier circuit, BTL power amplifier circuit. The preamplifier circuit uses the integrated operational amplifier NE5532 small signal voltage amplification, so that the power amplifier input sensitivity to match. The power amplifier circuit consists of two parts of the inverting circuit and BTL circuit. The former is responsible for the conversion for the latter two of equal size, in the opposite direction of the excitation signal. The latter is the signal undistorted under the premise, as far as possible to enlarge the current, increasing the output power. ± 12V DC voltage power circuit through the buck, rectifier, filter and regulator.With of Multisim simulation software on each unit circuit performance and functional simulation. Verify the correctness of the design through simulation analysis, the results are to achieve the intended purpose of the design. Then use Protel software for building a database, drawing and board schematic design. Keywords：Push-pull amplifier, Integrated operational amplifier, Preamplifier , Inverting
W推挽变压器设计
150W推挽变压器的设计（Bm Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数 J=300A/cm2 可得：AP=0.98cm4 , AP=Aw X Ae。Aw为磁芯窗口面积；Ae为磁芯有效截面积。考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254 cm4，故选取EE32型号的磁芯。 Step2.原副边绕组匝数的确定 a．原边绕组匝数： T 1=T TTTTT TT TTT ΔB?10?4?2T T?10?4 = 1.91 选取N1=2.式中：U inmin =12V，T=20*10-6s，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs, Ae=0.83cm2 b.匝比 设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有 n= T T +T T+T TT T TTTTT?T TTT ?1 2 =350+3+0.5 12?0.45 ?1 2 =32.73 (原边两个绕组) 乙类推挽功率放大器 一．选择题 ( )1.决定功率放大器效率的主要因素是。 A.电路的输入功率 B.电路的工作状态 C.电路的最大输出功率 D.功放管的消耗功率 ( )2.乙类推挽功率放大器设置适当的静态工作点，其目的是。 A.消除饱和失真 B.增大放大倍数 C.消除交越失真 D.改善频率特性 ( )3.一个理想乙类功放电路的最大输出功率为10W，当输入信号为零时，每个功放管的管耗约为。 A.10W B.1.35W C.2W D.0W ( )4.乙类功率放大器的失真一般是。 A.饱和失真 B.截止失真 C.交越失真 D.线性失真 ( )5.甲乙类功放提供一定的偏置电流的目的是为了。 A.消除饱和失真 B.增大放大倍数 C.消除交越失真 D.改善频率特性 ( )6.变压器耦合推挽功放中的输出变压器，其作用是。 A,耦合作用 B.合成波形的作用 C.分解波形的作用 D.A和B两者兼有 ( )7.一个乙类功放的理性输出功率为4W，当输入信号为0时，则功放管的管耗为。 A.4W B.2W C.088W D.0W ( )8.低频功放之所以工作在甲乙类，除了提高效率为，还为了。 A.克服交越失真 B.克服截止失真 C.克服饱和失真 D.克服频率失真 二．判断题 ( )1.乙类功放的效率比甲类功放的效率高。 ( )2.乙类功放的管耗会随着输出功率的增大而增大。 ( )3.在甲乙类推挽功放电路中，当负载由固定负载减小时，输出功率增大。 ( )4.乙类功放的效率最高，故乙类功放应用最广泛。 ( )5.在推挽功率放大器电路中，只要两个三极管具有合适的偏置电流，就可以消除交越失真。 ( )6.对于乙类功放，当输入信号为零时，电源提供的功率和管耗均为零，随着输入信号的增大，输出功率增大，同时管耗也随之增大。 ( )7.推挽功率放大器输入交流信号时，总有一个功放三极管是截止的所以输出波形必然失真。 ( )8.晶体管不能放大功率，只能起能量转换作用。 ( )9.功放电路中的非线性失真就是交越失真。 三．填空题 1.由于在功放电路中功放管常常处于 工作状态，因此，在选择功放管时要特别注意 、 和 三个参数。 2.一个乙类推挽功放电路的电源电压24G V V =、负载16L R =Ω，变压器初级线圈匝数为160N =，现要求其输出最大不失真功率om P 达到50W 则输出变压器的匝数比n = ，次级线圈的匝数2N = 。 3.甲乙类推挽功放电路与乙类功放电路比较，前者加了偏置电路向功放管提供少量 ，以减少 失真。 4.推挽功率放大器的最大输出功率om P = ，最高理论效率η= 。 5.为了提高功率效率，低频功率放大器应该工作在 工作状态；但该电路存在交越失真，故实用的低频功率放大器一般工作在 工作状态。 6.乙类功率放大器中每个三极管导通时间为 半个周期；甲乙类功放电路中每个三极管导通时间 半个周期。 用两个电气参数相同，但种类（NPN或PNP，对于MOS管来说，就是N沟通，P沟道）不同的两个晶体管搭成一个乙类放大电路，每个管子的导通角度都是90度，在一个周期中，两个管子分别导通半个周期，最后在两个晶体管的连接处（一般是发射极或者源级）合成一个完整的周期信号。 推挽电路可以做到很大的功率，效率高，失真小，整体性能比较均衡，是功率放大电路中经常使用的电路样式 。 甲类功率放大电路 图5-61是常用的单管甲类功率放大电路，与小信号变压器祸合放大器相似。图中，TI 是输人变压器；R1、R2和凡可组成分压式电流负反馈偏置电路，建立和稳定晶体三极管的静态工作点；q是发射极旁路电容;C是交流通路电容；输入变压器T1次级的交流信号，通过电容器C和Q加到晶体三极管的发射结上；VT是做功率放大的晶体三极管；T2是输出变压器。 在功率放大器中，为了使负载获得尽可能大的输出功率，功率放大器与负载之间要求阻抗匹配，通常采用输出变压器作为晶体三极管与负载之间的藕合元件。在如图5-61中所示的功率放大器中，输出变压器还起隔直流的作用，可避免功放管的静态工作电流通过扬声器引起声音失真。 在制作单管功率放大器时，为使放大器能够可靠地工作，并获得尽可能大的输出功率，必须合理地选择静态工作点。此外，正确地设计输出变压器，是设计单管功率放大器的关键环节。 (2)乙类推挽功率放大电路 图5-62是变压器祸合乙类推挽功率放大电路，主要由两个特性相同的三极管VTI和VT2、一个输人变压器T1和一个输出变压器T2构成。输人变压器把前级的输出信号藕合 到VTl和VT2的基极，输出变压器将VTI和VT2的集电极输出信号祸合到负载RL上。变压器中间抽头的目的是保证电路对称和起信号倒相作用，T2还兼有负载匹配作用。 当有正弦信号u;输人时，通过输人变压器T1将使VTI和VT2的基极得到一个大小相等而极性相反的信号电压u c1和uc2o若在某一瞬间VTI次级上半绕组感应出来的电压使VTl的基极对公共端为正，则VT2的基极对公共端为负（下半绕组的作用）。于是VT1截止，vu导通。输出变压器'I Z的初级下半边绕组有集电极电流电流过，而上半边没有电流（is，二0）。同理，在u、的另一个半周，情况刚好相反。VT1导通，VT2截止，T2的初级上半边绕组有2 d流过，而下半边绕组2,z二0。这样，VTl和VT2轮流导通，￡ci和￡c2轮流通过孔的初级绕组，而且大小相等，相位相反。因而在T2次级将叠加出一个完整的正弦电流艺L。 在乙类放大器中，由于晶体三极管特性曲线的非线性，使得两波形连接处会有非线性失真，特别是当晶体三极管为零偏置时会出现如图5-63所示的交越失真。为了消除交越失真，给晶体三极管加上一定的偏置UBB，如图5-64所示，使z ci十iCZ的波形衔接处没有交越失真。 科信学院 CDIO项目设计说明书（2010 /2011学年第二学期） CDIO项目名称：电子应用系统一级项目 专业班级：电子信息工程 学生姓名： 学号: 指导老师： 设计成绩: 2011年6月28日 1、互补对称OTL 功放电路装调 1.1 CDIO 设计目的 通过设计乙类互补推挽功率放大器，掌握利用分离原件组成OTL 功放电路的原理，提高电路原理图读图技能，熟练掌握较复杂电路的装调操作方法 1.2 CDIO 设计正文 1. 2.1设计要求 电压增益：10倍（20分贝） 输出功率：0.5W 以上（负载R L =8?） 频率特性：20Hz ～20KHz 1.2.2 设计原理 乙类工作时，为了在负载上合成完整的正弦波，必须采用两管轮流导通的推挽电路。通常使用T1和T2两个特性配对的互补功率管（NPN 型和PNP 型），若忽略功率管发射结导通电压，则当输入信号正半周期时，两功率管分别导通和截止，输出为正半周的半个正弦波；当输出信号负半周期时，两功率功率管分别截止和导通，输出为负半周的半个正弦波，通过负载的电流通过合成形成完整的正弦波。 1.2.3设计过程 负载R1=8Ω V o= Po R *1=2V ，输出功率Po=0.5W 峰值为Vp=22V ，峰峰值为Vp-p=4≈V 2 5.7V 若要实现输出功率为Po=0.5W ，则直流电源电压Vc c ＞ 5.7V 所以取Vcc=15V 输出电流Io= 2 1 Vcc/RL ≈350mA 取β=100，Ib1=Io/β=3.5mA 取I5=30mA ，所以R5=(15V-8.5V)/30mA=220Ω 取VE=0.2Vcc=3V RE=3V/30mA=100Ω 因为Av=R5/RE=2.2＜10，所以RE 取值不合适 令RE=R4+R6,R4=15Ω，R5=85Ω 当交流分析时，R6被短路，Av=15符合要求 一、功率放大电流的特点 对功放电路的了解或评价，主要从输出功率、效率和失真这三方面考虑。 1、为得到需要的输出功率，电路须选集电极功耗足够大的三极管，功放管的工作电流和集电极电压也较高。电路设计使用中首先要考虑怎样充分地发挥三极管功能而又不损坏三极管。由于电路中功放管工作状态常接近极限值，所以功放电流调整和使用时要小心，不宜超限使用。 2、从能耗方面考虑，功放输出的功率最终是由电源提供的，例如收音机中功放耗电要占整机的2/3，因此要十分注意提高电路效率，即输出功率与耗电功率的比值。 3、功放电路的输入信号已经几级放大，有足够强度，这会使功放管工作点大幅度移动，所以要求功放电路有较大的动态范围。功放管的工作点选择不当，输出会有严重失真。 二、常用功率放大电路的原理 单只三极管输出的功放电路输出小、效率低，日用电器中已很少见。目前常采用的是推挽电路形式。 图1是用耦合变压器的推挽电路原理图。它的特点是三极管静态工作电流接近于零，放大器耗电及少。有信输入时，电路工作电流虽大，但大部分功率都输出到负载上，本身损耗却不大，所以电源利用率较高。这个电路中每只三极管只在信号的半个周期内导通工作，为避免失真，所以采用两只三极管协调工作的方式。图中输入变压器B1的次级有一个接地的中心抽头。在音频信号输入时，B1次级两个大小相等、极性相反的信号分别送到BG1和BG2的发射结。在输入信号的正半周时间里，BG1管因加的是反向偏压而截止，只有BG2能将信号放大，从集电极输出；而在信号负半周，BG1得到正高偏压，能将这半个周期的信号放大输出，而BG2却截止。电路中的两只三极管虽然各自放大了信号的半个同期，但它们的输出电流是分先后通过输出变压器B2的，所以在B2的次级得到的感应电流又能全成一个完整的输出信号。 这个功放电路中，为了解决阻抗匝配和信号相位等问题，输入与输出变压器是不可少的。但是，优质变压器的制作在材料和工艺上都比较困难，它本身总还要消耗一部分能量，降低电路的效率，而且变压器的频率特性不好，使电路对不同频率信号输出很不均匀，会造成失真，所以为了提高功放质量，人们更多地使用无变压器（OTL）功率放大电路。 电力电子技术课程设计 班级：电气 1102 学号： 姓名： 扬州大学水利与能源动力工程学院 电气工程及其自动化 二零一五年一月 目录 第一章：任务书 (3) 一、课程设计的内容 (3) 二、课程设计的目的和要求 (3) 三、仿真软件的使用 (3) 四、时间安排 (4) 五、设计总结报告主要内容 (5) 第二章：课程设计报告 (6) 一设计任务及要求 (6) 二主电路方案确定 (7) 三推挽型DC/DC变换器额定参数 (9) 四建立仿真模型并进行仿真实验 (10) 五心得体会 (13) 六参考文献 (14) 第一章：任务书 一、课程设计的内容 推挽型DC/DC变换器的设计及研究(PSPICE) 二、课程设计的目的和要求 1、进一步熟悉和掌握电力电子原器件的器件； 2、进一步熟悉和掌握电力电子电路的拓扑结构和工作原理； 3、掌握电力电子电路设计的基本方法和技术，掌握有关电路参数设计的方法； 4、培养对电力电子电路的性能分析的能力； 5、培养撰写研究设计报告的能力。 三、仿真软件的使用 在电力电子系统中，需要应用大功率开关器件，因此对工程人员来说对所设计的电路最好能通过计算机分析和仿真，不断修改和完善电路。 PSPICE是当今世界上著名的电路仿真标准工具之一，是较早出现的EDA 软件之一，1985年就由MICROSIM公司推出。现在使用较多的是PSPICE 6.2，工作于Windows环境，整个软件由原理图编辑、电路仿真、激励编辑、元器件库编辑、波形图等几个部分组成，使用时是一个整体，但各个部分各有各的窗口。新推出的版本为PSPICE 9.2，是功能强大的模拟电路和数字电路混合仿真EDA 软件。它可以进行各种各样的电路仿真、激励建立、温度与噪声分析、模拟控制、波形输出、数据输出、并在同一个窗口内同时显示模拟与数字的仿真结果。无论对哪种器件哪些电路进行仿真，包括IGBT、脉宽调制电路、模／数转换、数／模转换等，都可以得到精确的仿真结果。对于库中没有的元器件模块，还可以自已编辑。PSPICE可以对电路进行以下一些工作： 推挽式开关电源的变压器参数计算 用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器；另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出；推挽式开关电源有多种工作模式，如：交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。 1-8-1-4-1．推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算 由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈N1绕组和N2两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。 推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多，这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。 推挽式开关电源变压器的计算方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁感应强度的变化范围选择有区别。对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度B的取值范围，可从负的最大值-Bm变化到正的最大值+Bm。 关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3．正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。 根据（1-95）式： （1-150）式和（1-151）式就是计算双激式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1或N2绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm为变压器铁心的最大磁感应强度（单位：高斯）；Ui为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，单位为伏；τ = Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒）；F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数；F和τ取值要预留20%左右的余量。式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。 1-8-1-4-2．推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 A）交流输出推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 推挽式开关电源如果用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆变成交流输出，或把交流整流成直流后再逆变成交流输出，这种逆变电源一般输出电压都不需要调整，因此电路相对比较简单，工作效率很高。 用于逆变的推挽式开关电源一般输出电压都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系数（有效值与半波平均值之比）等于1，因此，方波的有效值Uo与半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up与半波平均值Upa也相等。所以，只要知道输出电压的半波平均值就可以知道有效值，再根据半波平均值，就可以求得推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比。 根据前面分析，推挽式变压器开关电源的输出电压uo，主要由开关电源变压器次级线圈N3绕组输出的正激电压来决定。因此，根据（1-128）、（1-129）、（1-131）其中一式就可以出推挽式变压器开关电源的输出电压的半波平均值。由此求得逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——变压比，D为0.5时（1-152） （1-152）式就是计算逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的公式。式中，N1为开关变压器初级线圈两个绕组其中一个的匝数，N3为变压器次级线圈的匝数，Uo输出电压的有效值，Ui为直流输入电压，Upa输出电压的半波平均值。 （1-152）式还没有考虑变压器的工作效率，当把变压器的工作效率也考虑进去时，最好在（1-152）式的右边乘以一个略大于1的系数。 B）直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 直流输出电压非调整式推挽开关电源，就是在DC/AC逆变电源的交流输出电路后面再接一级整流滤波电路。这种直流输出电压非调整式推挽开关电源的控制开关K1、K2的占空比与DC/AC逆变电源一样，一般都是0.5，因此，直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比可直接利用（1-152）式来计算。即： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——次/初级变压比，D为0.5时（1-152） 不过，在低电压、大电流输出时，一定要考虑整流二极管的电压降。 C）直流输出电压可调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 150W推挽变压器的设计（B m 选取N1=2.式中：U inmin =12V ，T=20*10-6s ，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs, Ae=0.83cm 2 b.匝比 设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。 考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有 n=T T +T T +T TT T TTTTT ?T TTT ?12=350+3+0.512?0.45?12=32.73(原边两个绕组) 选取n=33，N2=66。 校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal ,D minreal 。 在低压输入满载时电路工作在最大占空比： T max TTTT =(T T +T T +T TT )?0.5T TTTTT ?T 2/T 1 =0.446 在高压输入满载时电路工作在最小占空比： T min TTTT =(T T +T T +T TT )?0.5T TTTTT ?T 2/T 1 =0.346 可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。 Step3.线径： 穿越深度： Δ=√2T ?T ?T =√22TT ?μ?γ =0.2955TT 式中：μ=4π*10-7，γ=58*106。 因此铜皮的厚度或铜线的线径需要小于2 Δ=0.591mm 。乙类推挽功率放大器
推挽放大电路
乙类互补推挽功率放大器
推挽放大器工作原理介绍
推挽型DC变换器
推挽式开关电源的变压器参数计算
W推挽变压器设计