北理工微波实验报告总结

实验一一般微波测试系统的调试

一、实验目的

1．了解一般微波测试系统的组成及其主要元、器件的作用，初步掌握它们的调整方法。

2．掌握频率、波导波长和驻波比的测量方法。

3．掌握晶体校正曲线的绘制方法。

二、实验装置与实验原理

常用的一般微波测试系统如1-1所示（示意图）。

微波

信号源

隔离

器

可变衰减器

频率计精密

衰减

器

测量线终端

负载

测量放大器图1-1

本实验是由矩形波导（3厘米波段，

10

TE模）组成的微波测试系统。其中，微波信号源（固态源或反射式速调管振荡器）产生一个受到（方波）调制的微波高频振荡，其可调频率范围约为7.5~12.4GHz。隔离器的构成是：在一小段波导内放有一个表面涂有吸收材料的铁氧体薄片，并外加一个恒定磁场使之磁化，从而对不同方向传输的微波信号产生了不同的磁导率，导致向正方向（终端负载方向）传播的波衰减很小，而反向（向信号源）传播的波则衰减很大，此即所谓的隔离作用，它使信号源能较稳定地工作。频率计实际上就是一个可调的圆柱形谐振腔，其底部有孔（或缝隙）与波导相通。在失谐状态下它从波导内吸收的能量很小，对系统影响不大；当调到与微波信号源地频率一致（谐振）时，腔中的场最强，从波导（主传输线）内吸收的能量也较多，从而使测量放大器的指示数从某一值突然降到某一最低值，如图1－2(a)所示。此时即可从频率计的刻度上读出信号源的频率。从图1-1可知，腔与波导（主传输线）只有一个耦合元件（孔），形成主传输线的分路，这种连接方式称为吸收式（或称反应式）连接方法。另一种是，腔与主传输线有两个耦合器件，并把腔串接于主传输线中，谐振时腔中的场最强，输出的能量也较多，因而测量放大器的指示也最大，如

图1-2(b)所示。这种连接方法称为通过式连接法。在实际中无论哪种连接方式，当不测频率时，为了不影响其它实验项目的观测，应把腔调到失谐状态。可变衰减器也是由一小段波导构成的，其中放有一表面涂有损耗性材料，并与波导窄壁平行放置的薄介质片。介质片越靠近波导中心处，衰减越大，反之，衰减越小。利用可变衰减器可以连续地改变信号源传向负载方向功率的大小；另外，如同隔离器一样，可变衰减器也具有一定的隔离作用。测量线是一段在其宽壁中心线开有一窄缝隙的矩形波导，与其配套的还有一个装有微波范围内用的晶体二极管检波器及同轴线调谐式探针座。探针从缝隙插入波导后，送入测量（选频）放大器，通过该放大器表头的读数，即可进行各实验项目的测量工作。系统的最后部分是终端负载，它是被测试的某一微波元、器件，也可以是匹配负载、短路片或短路活塞等。

I

f I

f

O O

fr fr

图1-2

(a)(b)

需要指出的是，由于微波信号源产生的等幅高频振荡很微弱，若对其直接进行检波，则检波器输出的直流分量也是很微弱的，用一般仪表难以对其进行观测。因此为了提高测试灵敏度，以便于观测，通常用一方波（重复频率1000Hz）对高频振荡进行幅度调制（也有用脉冲或其它波调制的）。经调制后的高频振荡通过检波后输出的是其包络，对包络中的基频（1000Hz）加以放大后再经检波，取出其直流分量加于测量放大器的指示表头，读数就方便了。

三、实验内容

1．首先按图1-1所示将测量系统安装好，然后接通电源和测量仪器的有关开关，观察微波信号源有无输出指示。若有指示，当改变衰减量或移动测量线探针的位置时，测量放大器的表头指示会有起伏的变化，这说明系统已在工作了。但这并不一定是最佳工作状态。例如，若是反射式速调管信号源的话还应把它调到输出功率最大的振荡模式（如n=2，参见附录），并结合调节信号源处的短路活塞，以使能量更有效地传向负载。若有必要，还可以调

节测量线探头座内的短路活塞，以获得较高地灵敏度，或者调节测量线探针伸入波导的程度，以便较好地拾取信号地能量（注意，伸入太多会影响波导内的场分布）。对于其它微波信号源也应根据说明书调到最佳状态。有时信号源无输出，但测量放大器也有一定指示。这可能是热噪声或其它杂散场的影响；若信号源有输出，但测量放大器的指示不稳定或者当测量线探针移动时，其指示不变，均属不正常情况，应检查原因，使之正常工作。系统正常工作时，可调节测量放大器的有关旋钮或可变衰减器的衰减量（衰减量不能为零，否则会烧坏晶体二极管），使测量放大器的指示便于读数。

2．测量微波信号源的频率和波导波长。测量信号源的频率调节旋钮，可使频率在7.5~12.4GHz 的范围内变化。选取该范围内的某个频率，用频率计测出它的频率，并用测量线测出该频率的波导波长g λ。在测g λ时应将系统终端短路（例如用金属短路板或短路活塞），则系统呈纯驻波状态（理论上），其场强的幅度分布如图1-3所示。当测量线的探针处于1z 和2z 位置时，测量放大器的指示为最小（理论上为零），

E

z 2d 4d 3

d 2d 1

z 1z

图1-3

此时从测量线的刻度上即可求出波导波长122z z g -=λ。在实际测量中，由于受设备的精度、灵敏度的限制，以及其它因素的影响，很难精确地确定1z 和2z 的位置。为提高测试精度，可采用“平均法”测定它们的位置，如图1-3所示。为了确定1z ，使在1z 两侧（尽量地靠近1z ）的1d 和2d 处测量放大器有相同的指示数，则2/)(211d d z +=，同理可得

2/)(432d d z +=。这比直接去测1z 和2z 要精确些。

3．绘制晶体矫正曲线

需要指出的是，当用测量线测定微波系统（波导）内场强幅度的分布规律时，测量放大器的指示值并不直接表示高频信号的场强值，而是通过晶体二极管检波后的电流值。我们已知传输系统的驻波s 为：

min max min max //U U E E s ==

由于晶体二极管为一非线性器件（如图1-4(a)所示），因此就不能用测量放大器的读数直接套用上面的公式求出驻波比s 。为了求出s ，应作出晶体管的输入电压U （它与探针拾取的场强幅值成正比）与检波电流的关系曲线（如图1-4(b)所示），称为晶体校正曲线。

I

I

U

E

(a)

(b)

图1-4

此曲线中的电流虽然是从测量放大器中读出的值，但它对应的U 值（或E ），此时并非加于晶体二极管上的电压值，而是通过测量于计算求出的与场强幅值成正比例的“等效”的电压值。有了校正缺陷，当探针在场强幅值最大值时，测量放大器有一读数max I ，探针在场强幅值最小处时，有一读数min I ，从校正曲线中查出max I 和min I ，分别对应的max

U （max E ）

和min

U

（min E ），则驻波比s 为：

min

max

min max E E U U s ==

为了作出晶体校正曲线，需将系统终端短路，形成纯驻波状态。如图1-5所示。

B A

z

E

图1-5

场强E 的幅度E 可表示为：

z E z E E g

λπ

β2sin

sin max max ==

为了求出场强幅值与检波电流I 之间的关系（晶体校正曲线），就要利用这个公式计算场强值（也即校正曲线中的U ）。在7.5~12.4GHz 范围内选定某一频率，使系统正常工作，并求出该频率对应的波导波长g λ。将测量线探针移到场强幅值的节点。例如图1-5中所示的A 点，作为0=z 的参考点，并记下此时测量放大器的读数，从公式看该读数（理论上为零，实际上不为零）对应的E 应为零。B 是场强幅值的腹点，4

g

AB λ=

，将此距离等分

为若干个小段（例如10个小段），从A 点开始，按分小段使探针逐次向B 点移动，并记住每一位置所对应的测量放大器的读数I ，已经每一位置的坐标z 的值，则z g

λπ

2sin 即可求出。

B 点对应于max E ，若max E 已知，则利用公式

z E E g

λπ

2sin

max =

即可求出每点的E （U ）与每点的I 一一对应的关系，根据这组数据即可画出晶体校正曲线。但实际上，max E 的值我们并不知道具体等于多少，为了解决这一问题，在作晶体校正曲线时，只需要知道各点场强幅值的相对大小就可以了，并不需要求出它们的绝对大小，因此，我们可以把B 点对应的电流读数I 作为max E 看待，而其它点的E （相对值）即可求出了。在实际测量中，为计算方便起见，可利用调节信号源的输出，可变衰减器的衰减量和测量放大器的有关旋钮等方法，使B 对应的I 的读数为10的某个整数倍（例如100）。另外需要指出的是，作晶体校正曲线也可以从场强幅值的腹点B 开始，逐渐向节点A 移动探针，测出所需要的数据，场强幅值的变化为余弦。但B 点的确切位置比A 点更难确定，所以，从A 点开始，比从B 点开始要好些。

最后补充一点，当晶体二极管的检波电流很小时，其电压和电流有近似于平方律的关系式：K KU I 2

=是与管子型号有关的结构参数，是常数。此时的驻波比S 可近似为

max max max

min

min min

E U I

S E

U I =

=

=

而不需要查晶体校正曲线。

实验二阻抗的测量

一、实验目的

1．掌握最常用的阻抗的测量方法，并能利用公式和阻抗或导纳圆图计算阻抗。

2．测量喇叭天线的等效（输入）阻抗。

二、实验装置和实验原理

在微波范围内经常遇到对微波元（器）件阻抗的测量问题（例如，在研究若干个元、器件相互间的连接和匹配问题时），因此掌握阻抗的测量方法是十分重要的。测量阻抗的方法有多种，其中较常用的是利用测量线来进行测量。实验装置和实验一所用的完全相同。为画图简单起见，我们用方框图把它表示出来，如图2－1所示。

信号源隔离器可变衰减器频率计精密衰减器测量放大器

测量线

负载

图2-1

三、实验内容

1．当无耗传输线终端接有任意复数阻抗的负载

l

Z时，系统呈行驻波状态，电压或场强幅值的分布规律如图2－2所示。

z

λg

2l 1

E

Zc

Z l

图2-2

为了求出被测阻抗l Z 可采用两种方法，用公式计算和查圆图。首先讨论一下用公式计算的方法。根据传输线理论，等效（输入）阻抗)(z Z 为

())

(1)

(1z z Z z Z c

Γ-Γ+=

据此，对终端被测负载l Z 而言应为：

0)0(1)0(1ΓΓΓ-Γ+=??j j c

l e

e Z Z

式中，c Z 为传输线的特性阻抗，)(z Γ为电压反射系数，)0(Γ为终端负载处的反射系数，0Γ?为其初相角。在电压（或场强幅度）最小点处反射系数)(z Γ的相角应满足

1)2cos(0-=-Γ?βz

1)2cos(0-=-Γ?βz

即...3,2,1,0,)12(20=+=-Γn n z π?β

若取距终端负载最近的那个电压（或场强幅值）最小点的距离1min l z z ==，代入上式，则：

πβ?-=Γ102l

而g

λπ

β2=

，1

1

)0(+-=

Γs s 式中，g λ为波导波长，s 为驻波比。由此可知，只要测出s 和1l （在某一频率下），即可求出负载l Z ，它比计算方法要方便得多，例如用阻抗圆图（用导纳圆图也可）来求阻抗l Z ，如图2－3所示。如前所述，首先测出在某一频率下得驻波比s 和电压最小点（距终端被测负载l Z 最近得那点）的距离1l ，然后在图2－3中以O 点为圆心画出等驻波比圆（s 圆），并与实轴交于P 点，该点即电压最小点处的位置，其阻抗的归一化值为s /1。由P 点开始沿等s 圆逆时针旋转g l λ/1刻度，过此刻度与圆心O 连一直线与s 圆相交于M 点，该点对应的值就是被测负载l Z 的归一化值，将该值再乘以c Z ，即得所求的负载阻抗l Z 。

向信号源

向负载

S P

O

r

M

x

λg l 1

图2-3

2．在实际测负载阻抗l Z 的过程中，由于系统结构上的原因，用测量线无法直测得距负载最近的那个电压（或场强幅值）最小点的距离1l ，例如，它可能处于测量线探针无法接近的位置。此时，可采用简接方法求出l ，如图2－4所示。首先，将测量系统得终端用短路板

Z l

1

2

E

z

l 1

z 1z 2

图2-4

短路，形成纯驻波状态（参见图2-4中的图形①），终端即为电压（或场强幅值）得最小点（理论上为零点），从终端算起向信号源方向，每隔2/g λ的距离就出现一个最小点，因此总会由一些最小点落在测量探针可以达到的范围之内。我们可以任取其中的某个最小点（例如1Z 点）看作系统得终端位置（即被测负载l Z 的位置），然后取下短路板，接上被测负载l Z ，此时系统呈纯驻波状态（参见图4-2中的图形②），在1Z 的左侧找到距1Z 最近的那个电压（或场强幅值）最小值位置2Z ，则所求得121Z Z l -=。至此，再利用圆图即可求出被测负载l Z 。

3． 在7.5~12.4GHz 频率范围内得某个频率上将系统调整到正常工作状态，测出频率及

其波导波长。在终端负载处装上被测的喇叭天线，求出驻波比s 和距终端负载最近的电压（场强幅值）最小的距离1l ，用阻抗（或导纳）圆图求出喇叭天线的等效（输入）阻抗，并将其与计算法求出的阻抗加以对照。改变一下信号源的频率，再重作一次，以观测喇叭天线等效（输入）阻抗的变化。

实验三 阻抗匹配

一、实验目的

掌握阻抗匹配的方法，利用单螺钉（相当于单株线）调配器使波导系统与喇叭天线相匹配。

二、实验装置和实验原理

1．阻抗匹配在实际应用中是很普遍、很重要的。因为这可以使信号源的功率更有效地供给传输线，并使传输线的负载吸收更多的功率，而且还可提高传输线的功率容量和增加信号源的稳定性等。匹配一般有信号源与传输线之间的匹配，以及传输线与负载之间的匹配。本实验仅研究后者的匹配问题。传输线与负载的匹配可以采用阻抗变换器来达到。也可以采用在传输系统中并联电抗性元件的方法达到。本实验采用后者，使波导系统与喇叭天线（负载）相匹配。

2．实验装置如图3－1所示。它与实验一和实验二的装置基本上是一样的，只是在测量

信号源隔离器

可变

衰减器

频率计频率计

精密

衰减器

测量线

测量放大器

负载

调配器

图3-1

线与终端负载（喇叭天线）之间加入了一段带有螺钉调配器的矩形波导，称为单螺钉（单株线）调配器，利用它使波导系统与喇叭天线得到匹配。

3．图3－2是单螺钉调配器结构的示意图及其等效电路，终端负载l Z 为一喇叭天线。螺钉从矩形波导宽壁的中心线处的缝隙中插入波导内，其插入深度可以调节，螺钉可以在缝隙中左右移动。由等效电路可知，螺钉的作用相当于一个并联在A A '截面处的短路支线l (单株线)，当负载l Z 给定后，首先选取合适的距离d ，当不考虑支线的影响时，使从A A '向负载看去的归一化输入导纳为jb Y iA +=1，然后调节l 的长度（即螺钉深度），使其归一化的

输入电纳l jb 恰好与jb ±相抵消（即b 与l b 大小相等，而符号相反），则在A A '处总的导纳

1='A A Y ，从而在该截面处得到匹配。实验表明，螺钉插入深度较小时，其主要作用是使电

场集中，具有电容的性质（容性电抗），当插入较多时，主要呈现电感性质（感性电抗），而插入适中时，近似于一串联谐振电路。这三种情况都与波导尺寸、螺钉直径和工作频率等有关。在实际应用中，螺钉插入深度太多（尤其传输大功率时），会引起传输系统功率容量下降。因此，螺钉调配器一般都工作于容性电抗的范围内。

缝隙

螺钉

测量线

调配器

喇叭

天线

Zc

A d

y iA

jb l

A ’

l Z

l

图3-2

三、 实验内容

1．首先在7.5~12.4GHz 范围内某个频率上将整个实验装置调整到正常工作状态，测出所选定的频率和它对应的波导波长g λ，然后将喇叭天线和单螺钉调配器（在结构上它们可能已连成一个整体）一起接在测量线的终端。把螺钉从缝隙中全部旋出，测出驻波比s ，以及喇叭天线的归一化的等效（输入）导纳l y ，设它位于导纳圆图的P 点，如图3-3所示。从P 点开始沿等驻波比圆（s 圆）向信号源方向转动，与1=g 的圆相交于M 1和M 2两点，它们距负载的距离（相对于g λ的值）分别为

g

d λ1

和

g d λ2

，1d 和2d 是调配器螺钉可以选

择的两个位置。但是，如前所述，为使螺钉工作在容抗范围内，因此应选M 2点（也即2d d =）作为螺钉的位置。

2．螺钉位置确定后，慢慢地调节其插入深度，每调节一次，都要从测量放大器上观察

一下驻波比s 的变化趋势：应使最大读数与最小读数之差越小越好。当调到所要求的匹配状态时（例如，使05.1≤s ）,最大读数和最小读数之差应降到最小（例如，约5个小格左右）。由于各种因素的影响，螺钉的实际位置d 会稍微偏离理论计算值，在实际调配过程中可略加调整，并根据实验确定螺钉的最后位置。应当指出，以上所述，是从理论的角度上阐述了单株线（单螺钉）调配器的计算方法和调匹配的过程。目的在于加深对其匹配原理的理解。如果仅从达到匹配目的观点看，可不必先进行计算，而是直接调节螺钉的位置和插入深度，并用测量放大器进行观测，直至达到匹配为止。

3．如前所述，喇叭天线与单螺钉调配器在结构上可能是一个整体。如果这样，那么，

d 1

λg

λg

d 2

P

S

M 1

g =1

向信号源

向负载

O

M 2

图3-3

在测量线终端处所呈现的负载，就不单是喇叭天线本身的等效（输入）阻抗了，而是包含了单螺钉调配器那段波导的影响在内的总的阻抗(参见图3-2)。为方便起见，我们用总导纳（总阻抗的倒数）来确定螺钉的位置d ，为此，应首先找到这个总导纳归一化值在导纳圆图上的位置，然后由此位置开始，沿等驻波比圆（s 圆）逆时针转到1=g 的圆相交于两点，取其中电抗为负的点作为安置螺钉的位置，则距离d 根据圆图的刻度就可求出。若由此而确定的d 可能因其太小，而落不到单螺钉调配器的缝隙内，则可增加2/g λ的某个倍数，使d 落入缝隙内。D 定了之后，再调螺钉的插入深度直到匹配为止。总的导纳知道了，则喇叭本身的导纳也就可求了。顺便指出，如同在实验二中求负载阻抗那样，首先将测量线终端短路，取

某一电压（场强幅值）最小点（节点）作为终端的参考点，然后取下短路板，接上被测负载（现为喇叭天线和单螺钉调配器）出现了新的节点，两节点距离之差即为负载最近的电压节点的距离1l 。知道了1l ，则被测负载即可求出。但有时会出现上述节点处处相重合，即01=l 的情况，这说明被测负载的阻抗是一纯电阻性阻抗，其值为s

Z Z C

l =

。