课程设计：直流PWM-M可逆调速系统的设计与仿真

直流PWM-M可逆调速系统的设计与仿真

摘要

当今，自动化控制系统已经在各行各业得到了广泛的应用和发展，而直流调速控制作为电气传动的主流在现代化生产中起着主要作用。本文主要研究直流调速系统，它主要由三部分组成，包括控制部分、功率部分、直流电动机。长期以来，直流电动机因其具有调节转速比较灵活、方法简单、易于大范围内平滑调速、控制性能好等特点，一直在传动领域占有统治地位。

微机技术的快速发展，在控制领域得到广泛应用。本文对基于微机控制的双闭环可逆直流PWM 调速系统进行了较深入的研究，从直流调速系统原理出发，逐步建立了双闭环直流PWM调速系统的数学模型，用微机硬件和软件发展的最新成果，探讨一个将微机和电力拖动控制相结合的新的控制方法，研究工作在对控制对象全面回顾的基础上，重点对控制部分展开研究，它包括对实现控制所需要的硬件和软件的探讨，控制策略和控制算法的探讨等内容。在硬件方面充分利用微机外设接口丰富，运算速度快的特点，采取软件和硬件相结合的措施，实现对转速、电流双闭环调速系统的控制。

论文分析了系统工作原理和提高调速性能的方法，研究了IGBT模块应用中驱动、吸收、保护控制等关键技术.在微机控制方面，讨论了数字触发、数字测速、数字PWM调制器、双极式H型PWM变换电路、转速与电流控制器的原理,并给出了软、硬件实现方案。

关键词：PWM调速、直流电动机、双闭环调速

目录

前言 (1)

第1章直流PWM-M调速系统 (2)

第2章UPE环节的电路波形分析 (4)

第3章电流调节器的设计 (6)

3.1 电流环结构框图的化简 (6)

3.2 电流调节器参数计算 (7)

3.3 参数校验 (8)

3.3.1 检查对电源电压的抗扰性能： (8)

3.3.2 晶闸管整流装置传递函数的近似条件 (9)

3.3.3 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 (9)

3.3.4 电流环小时间常数近似处理条件 (9)

3.4 计算调节器电阻和电容 (9)

第4章转速调节器的设计 (11)

4.1 电流环的等效闭环传递函数 (11)

4.2 转速环结构的化简和转速调节器结构的选择 (11)

4.3 转速调节器的参数的计算 (14)

4.4 参数校验 (14)

4.4.1 电流环传递函数化简条件 (15)

4.4.2 转速环小时间常数近似处理条件 (15)

4.5 计算调节器电阻和电容 (15)

4.6 调速范围静差率的计算 (16)

第5章系统仿真 (17)

5.1 仿真软件Simulink介绍 (17)

5.2 Simulink仿真步骤 (17)

5.3 双闭环仿真模型 (17)

5.4 双闭环系统仿真波形图 (18)

结论 (19)

参考文献 (20)

前言

直流PWM_M调速系统几年来发展很快，直流PWM_M调速系统采用全控型电力电子器件，调制频率高，与晶闸管直流调速系统相比动态响应速度快，电动机转矩平稳脉动小，有很大的优越性，在小功率调速系统和伺服系统中的应用越来越广泛。直流PWM_M调速系统与晶闸管调速系统的不同主要在变流主电路上，采用了脉宽调制方式，转速和电流的控制盒晶闸管直流调速系统一样。

直流PWM_M调速系统的PWM变换器有可逆和不可逆两类，二可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。这里主要研究H型主电路双极式的PWM_M调速系统和受限单极式PWM_M 调速的仿真，并通过仿真分析直流PWM_M可逆调速系统的过程。

在现代科学技术革命过程中，电气自动化在20世纪的后四十年曾进行了两次重大的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组，以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主要是把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。在前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一次技术更新是设计思想和理论概念上的一个飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦随之改观。在整个电气自动化系统中，电力拖动及调速系统是其中的核心部分。

在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出作为PWM的控制电压。从闭环反馈结构上看，电流调节环在里面，是内环，按典型Ⅰ型系统设计；转速调节环在外面，成为外环，按典型Ⅱ型系统设计。为了获得良好的动、静态品质，调节器均采用PI调节器并对系统进行了校正。检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速还则是采用了测速电机进行检测，达到了比较理想的检测效果。

第1章直流PWM-M调速系统

整个系统上采用了转速、电流双闭环控制结构，如图4-1所示。在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出作为PWM的控制电压。从闭环反馈结构上看，电流调节环在里面，是内环，按典型Ⅰ型系统设计；转速调节环在外面，成为外环，按典型Ⅱ型系统设计。

为了获得良好的动、静态品质，调节器均采用PI调节器并对系统进行了校正。检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速还则是采用了测速电机进行检测，达到了比较理想的检测效果。主电路部分采用了以GTR为可控开关元件、H桥电路为功率放大电路所构成的电路结构。控制PWM脉冲波形，通过调节这两路波形的宽度来控制H电路中对电机速度的控制。

图1-1闭环调速系统结构图

直流调速系统的结构如上图所示，其中UPE是电力电子器件组成的变换器，其输入接三相(或单相)交流电源，输出为可控的直流电压铸。对于中、小容量系统，多采用由IGBT或P一MOSFET 组成的PWM变换器;对于较大容量的系统，可采用其他电力电子开关器件，如GTO、IGCT等;对于特大容量的系统，则常用晶闸管装置。根据自动控制原理，反馈控制的闭环系统是按被调量的偏差进行控制的系统，只要被调量出现偏差，它就会自动产生纠正偏差的作用。

图1-2桥式可逆PWM变化器电路

双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图2-1它们的关系是：。在一个开关周期内，当时，，电枢电流沿回路1流通；当时，驱动电压反号，沿回路2经二极管续流，。因此，在一个周期内具有正负相间的脉冲波形。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别是转速和电流，二者之间实行串级联接，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM调制器。转速调节器在外面，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器都采用PI调节器。

第2章UPE环节的电路波形分析

图2-1双极式控制时的电压和电流波形。电动机电枢电压的平均值则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，，则的平均值为正，电动机正转；反之则反转。如果正、负脉冲相等，，平均输出电压为零，则电动机停止。图4所示的波形是电动机工作在正向电动时的情况。

图2-1式控制可逆PWM变换器波形

U的正、负变化，使电流波形随之波动。电流波形存在两种情况，直流电动机的电枢电压AB

如图2的

d1

i 和

d2

i 。d1i

相当于电动机负载较重的情况，这时负载电流大，在续流阶段电流仍维持正

方向，电动机始终工作在第Ⅰ象限的电动状态。

d2

i 相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流

阶段电流很快衰减到零，于是二极管终止续流，而反向开关器件导通，电枢电流反向，电动机处于制动状态。

d2

i 电流中的线段3和4是工作在第Ⅱ象限的制动状态。电枢电流的方向决定了电流

是经过续流二极管VD 还是经过开关器件VT 流动。

双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为

on on on d s s s 2=

=(1)t T t t U U U U T T T ---

若占空比ρ和电压系数γ的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中

21γρ=-

就和不可逆变换器中的关系不一样了。

调速时，ρ的可调范围为0~1，相应地，1~1γ=-+。当

1

2ρ>

时，γ为正，电动机正转；当

12ρ<

时，γ为负，电动机反转；当1

2ρ=

时，0γ=，电动机停止。

第3章电流调节器的设计

3.1电流环结构框图的化简

在上图点划线框的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数 远小于机电时间常数 ，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即 ，这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，得到的电流环的近似结构框图如图4-4。

图3-1 忽略反电动势的动态影响

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成β/)(s U i *，则电流环便等效成单位负反馈系统

s T 和oi T 比l T 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为：

oi s i T T T +=∑

则电流环结构框图最终简化成图3-2。

*

图3-2 小惯性环节近似处理

3.2电流调节器参数计算

电流环的控制对象是双惯性的，要校正成典型Ⅰ型系统，显然应采用PI 型的调节器，其传递函数可以写成

s

s K s W i i i ACR ττ)

1()(+=

式中i K --------电流调节器的比例系数

i τ --------电流调节器的超前时间常数

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择

l i T =τ（3-3）

则电流环的动态结构框图便成为图所示的典型形式，其中

R

K K K i s i I τβ

=

（3-4）

比例系数i K ，可根据所需的动态性能指标选取。设计要求电流超调量%5≤i σ，查表可选

707.0=ξ，5.0=∑i I T K ，

已知三相桥式电路的平均失控时间s T s 00167.0=

oi s i T T T +=∑=s 0037.0002.00017.0=+

电流环开环增益：11.1350037

.05

.05.0-∑===s T K i I

双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时。各变量之间的关系：

0n n U U n n αα===*

dm d i i I I U U ββ===*

令两个调节器的输入和输出最大值都是V 10，额定转速min /1000r n N =，额定电流A I N 55=，

最大电流dm d =I I λ，λ为过载倍数，一般取为1.5。

转速反馈系数：r V n U N n min/00685.0146010

?===

*

α 电流反馈系数：A V I U dm im /049.0136

5.110

*=?==

β 电流调节器超前时间：

s T l 03.01==τ

75=Ks 取，则电流调节器的比例系数：

03.1049.040/5.003.01.135/1=???==βτs I i K R K K

3.3 参数校验

3.3.1 检查对电源电压的抗扰性能：

1.80037

.003.0==∑i l T T ， 查表典型Ⅰ型系统动态抗扰性能都是可以接受的。

电流截止频率：11.135-==s K I ci ω

3.3.2 晶闸管整流装置传递函数的近似条件

ci s s T ω>=?=-11.1960017

.03131 满足近似条件。

3.3.3 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

132

.0=e C

机电时间：

s

T m 18.0=

ci l m s T T ω<=??=-18.4018

.003.01

313

满足近似条件。

3.3.4 电流环小时间常数近似处理条件

ci oi s s T T ω>=??=-18.180002

.00017.01

31131

满足近似条件。

3.4 计算调节器电阻和电容

图3-3含给定滤波和反馈滤波的PI 型电流调节器

电流调节器原理图如图4-6所示，按所用运算放大器取040k R =Ω，各电阻和电容值计算如下：

i i 0 1.0340k 41.2k R K R ==?Ω=Ω取40k Ω

i

i 3

i

0.03

=

F=0.75F 4010

C R τμ=

?取0.75F μ oi oi 30440.002

=

F=0.2F 4010

T C R μ?=?取0.2F μ 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为

i =4.3%<5%σ满足设计要求

第4章转速调节器的设计

4.1 电流环的等效闭环传递函数

电流环经化简后可视作转速环中的一个环节，为此需要求出它的闭环传递函数)(s W cli ，可知：

1

11)1(1)

1(/)()()(2

++=+++==∑∑∑*s K s K T s T s K s T s K s U s I s W I

I i i I i I

i d cli β

忽略高此项，)(s W cli 可降阶近似为：

11

1)(+≈

s K s W I

cli

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为)(s U i *，因此电流环在转速环中应等效为：

111

)()()(+≈=*s K s W s U s I I

cli i d β

β 这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数I K 1的一阶惯性环节。这表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用。

4.2 转速环结构的化简和转速调节器结构的选择

用电流环的等效环节代替电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图4-1所示。

图4-1用等效环节代替电流环

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成α/)(s U n *

，

时间常数I K /1和on T 的两个小惯性环节合并起来，近时间常数为n T ∑的惯性环节，其中on I

n T

K T +=

∑1

.

图4-2等效成单位负反馈和小惯性的近似处理

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器中。至于阶跃响应超调量较大，线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。由此可见ASR 也应该采用PI 调节器，其传递函数为：

s

s K s W n n n ASR ττ)

1()(+=

式中n K --------转速调节器的比例系数

n τ--------转速调节器的超前时间常数 调速系统的开环传递函数为：

)

1()

1()1(/)1()(2++=

++=

∑∑s T s T C s R K s T s T C R s s K s W n m e n n n n m e n n n n βτταβαττ 令转速环开环增益N K 为：

m

e n n N T C R K K βτα=

)

1()1()(2++=

∑s T s s K s W n n N n τ

在典型Ⅱ系统的开环传递函数中，时间常数T 是控制对象固定的，待定的参数有K 和τ。为了

分析方便，引入一个新的变量h ，令

1

2

ωωτ

=

=

T

h h 是斜率为dec dB /20-的中频段的宽度，称作中频宽在一般情况下，1=ω点处在dec dB /40-特性段

c c K ωωωωω111lg 20)lg (lg 20)1lg (lg 40lg 20=-+-=

因此c K ωω1=

在工程设计中，如果两个参数都任意选择，工作量显然很大，为此采用“振

荡指标法”中的闭环幅频特性峰值r M 最小准则，可以找到h 和c ω两个参数之间的一种最佳配合。只有一个确定的c ω可以得到最小的闭环幅频特性峰值min r M ，这时c ω和1ω，2ω之间的关系是

1

22+=

h h

c ωω 2

11+=h c ωω

以上两式称作min r M 准则的“最佳频比”，因而有

c

c

c h h h ωωωωω2121221=+++=

+

)

1

1(21)(2121T

c +=+=τωωω

确定h 之后根据上式即可分别求得τ和c ω。 可得

2222

1121

21)1(21T

h h h hT h K c +=+=+==ωωω 可知转速环开环增益N K 为

2221

n

N T h h K ∑+=

因此

n

m e n RT h T C h K ∑+=

αβ2)1(

4.3 转速调节器的参数的计算

已知5.0=∑i I T K ，s T i 0037.0=∑，电流环等效时间常数：

s T K i I

0074.00037.0221

=?==∑

令s T on 02.0=，则小时间常数近似处理的时间常数为：

s T K T on I

n 0274.002.00074.01

=+=+=

∑ 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取5=h ，则

ASR 的超前时间常数为：

s hT n n 137.00274.05=?==∑τ

转速环开环增益为：

22

2228.1590274

.0521

521-∑=??+=+=

s T h h K n N 则ASR 的比例系数为：

72.30274

.0100685.05218

.0132.0049.062)1(=???????=+=

∑n m e n RT h T C h K αβ

4.4 参数校验

转速环的截止频率为：

1

1

9.21137.08.159-=?===

s K K n N N

cn τωω

4.4.1 电流环传递函数化简条件

cn i I s T K ω>=?=-∑17.630037

.01

.1353131 满足简化要求。

4.4.2转速环小时间常数近似处理条件

cn on I s T K ω>=?=-14.2702

.01.1353131满足近似条件。 4.5 计算调节器电阻和电容

图4-3含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器

转速调节器原理图如图所示，取040k R =Ω，则

Ω=?==?=

k R K R R R K n n n

n 87.1484072.3 00

取150k Ω F R C C R n

n

n n n n μττ913.010

150137

.0 3

=?=

=

?=取1F μ on on 30440.02

=

F=2F 4010

T C R μ?=?取2F μ

4.6调速范围静差率的计算

取8.0 =p K

83.1192

.001

.0448.0=??=

=

e

s p C K K K α

min /10.101)

83.11(192.055

1)

1( r K C RI n e d cl =+??=

+=

?

静差率：%18.9%10010

.101100010

.101 =?+=?+?=

cl N cl n n n s

调速范围：0

.1%)18.91(1.101%

18.91000)1( =-??=-?=

s n s n D cl N

第5章系统仿真

5.1 仿真软件Simulink介绍

Simulink是MATLAB中的一种可视化仿真工具，是一种基于MATLAB的框图设计环境，是实现动态系统建模、仿真和分析的一个软件包，被广泛应用于线性系统、非线性系统、数字控制及数字信号处理的建模和仿真中。Simulink可以用连续采样时间、离散采样时间或两种混合的采样时间进行建模，它也支持多速率系统，也就是系统中的不同部分具有不同的采样速率。为了创建动态系统模型，Simulink提供了一个建立模型方块图的图形用户接口(GUI) ，这个创建过程只需单击和拖动鼠标操作就能完成，它提供了一种更快捷、直接明了的方式，而且用户可以立即看到系统的仿真结果。

Simulink是用于动态系统和嵌入式系统的多领域仿真和基于模型的设计工具。对各种时变系统，包括通讯、控制、信号处理、视频处理和图像处理系统，Simulink提供了交互式图形化环境和可定制模块库来对其进行设计、仿真、执行和测试。.

5.2 Simulink仿真步骤

(1)在MATLAB命令窗口中输入simulink，桌面上出现一个称为Simulink Library Browser 的窗口，在这个窗口中列出了按功能分类的各种模块的名称。

(2) 打开MATLAB中的Simulink工具箱，将所需模块拖入模型编辑窗口并将其相连。

(3) 将设计的开环调速系统的参数输入各个模块，运调试功能，如果无误后就可以运行系统。

(4) 运行后便可通过模拟示波器观察波形。

5.3 双闭环仿真模型

电流环、转速环，双闭环仿真模型如图5-1所示。

图5-1 双闭环仿真模型

5.4 双闭环系统仿真波形图

电流环、转速环，双闭环仿真模型如图5-2所示。

图5-2 双闭环仿真波形

仿真中，ASR调节器经过了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，最终稳定运行于给定转速。电流调节起作用:自动限制最大电流，能有效抑制电网电压波动的影响，速度调节可调节转速可整定转速反馈系数以整定系统的额定转速。仿真结果符合实际情况，说明参数的选择设计较为合适。