直流PWMM可逆调速系统的设计与仿真

基础课程设计（论文）

直流PWM-M可逆调速系统的设计与仿真

专业：电气工程及其自动化

指导教师：刘雨楠

小组成员：陈慧婷（20114073166）

石文强（20114073113）

刘志鹏（20114073134）

张华国（20114073151）

信息技术学院电气工程系

2014年10月20日

摘要

当今，自动化控制系统已经在各行各业得到了广泛的应用和发展，而直流调速控制作为电气传动的主流在现代化生产中起着主要作用。本文主要研究直流调速系统，它主要由三部分组成，包括控制部分、功率部分、直流电动机。长期以来，直流电动机因其具有调节转速比较灵活、方法简单、易于大范围内平滑调速、控制性能好等特点，一直在传动领域占有统治地位。微机技术的快速发展，在控制领域得到广泛应用。本文对基于微机控制的双闭环可逆直流PWM调速系统进行了较深入的研究，从直流调速系统原理出发，逐步建立了双闭环直流PWM调速系统的数学模型，用微机硬件和软件发展的最新成果，探讨一个将微机和电力拖动控制相结合的新的控制方法，研究工作在对控制对象全面回顾的基础上，重点对控制部分展开研究，它包括对实现控制所需要的硬件和软件的探讨，控制策略和控制算法的探讨等内容。在硬件方面充分利用微机外设接口丰富，运算速度快的特点，采取软件和硬件相结合的措施，实现对转速、电流双闭环调速系统的控制。论文分析了系统工作原理和提高调速性能的方法，研究了IGBT模块应用中驱动、吸收、保护控制等关键技术.在微机控制方面，讨论了数字触发、数字测速、数字PWM调制器、双极式H型PWM变换电路、转速与电流控制器的原理,并给出了软、硬件实现方案。

关键词：直流可逆调速数字触发PWM 数字控制器

目录

摘要.................................................... I 1 引言.. (1)

1.1问题的提出 (1)

1.2PWM控制的现状和分类 (2)

2 微机控制双闭环可逆直流PWM调速系统原理设计 (4)

2.1稳态结构图和静特性 (4)

2.3双闭环脉宽调速系统的动态性能 (5)

2.4可逆PWM变换器工作原理 (9)

2.5PWM控制电路 (12)

3 系统的仿真 (15)

3.1建立仿真模型 (15)

3.2PWM开环调速系统仿真结果 (17)

3.3PWM双闭环调速系统的仿真结果 (19)

总结 (21)

参考文献 (22)

1 引言

1.1问题的提出

为什么我们要研究一种由计算机系统控制的PWM直流控制系统？要回

答这个问题，首先我们应该系统的论述一下电动机转速控制系统的发展历程及现状。

电动机按电源供应方式来分，可以分为两大类，即直流电动机和交流电动机。两类电动机在调速方面存在着很大差异。直流电动机具有良好的起、制动性，适宜在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域得到了广泛应用。即便如此，直流电动机也存在着固有的很多缺点，制约了其应用——由于直流电动机使用直流电源，它的碳刷和滑环都要经常更换，这样的拆换工作是费时费力费财的，无疑会加重使用者的负担。因此，人们希望简单可靠低廉的交流电动机也能像直流电动机那样调速。定子调速、变极调速、滑差调速和转子串电阻调速和串极调速等调速方法应运而生，同时，由于技术的成熟，滑差电动机、绕线式电动机、同步式交流电机等随即出现，带来了电机史上的一次飞跃。但是，这些电动机的调速性能仍然不能与直流电动机相比。直到20世纪80年代，变频调速的出现才解决了直流电机调速性能好却费时费力的缺点。那么又是什么促成了变频调速的产生呢？

电力电子技术、微电子技术和信息技术的产生与发展，直接推动了变频调速系统的产生。由于变频调速具有其他调速方式所不具有的几大特点：1）PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少

2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小

3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1:10000左右

4）如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强

5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高

6）直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高

变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中，PWM调速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。

而在众多PWM变换器实现方法中，又以H型PWM变换器更为多见。这种电路具备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。因此，本次设计以H型PWM直流控制器为主要研究对象。

要研究PWM调速方法，不能不提到微电子技术、电力电子技术和微机控

制技术，没有这些技术的支持，我们就只能还是在走前人的老路，被模拟、人工控制的思维所禁锢。在电动机转速控制领域，如果不能有效的引用这些技术，我们很难有所突破，发现问题，进而有所进步。

微机控制技术的发展也就是计算机控制系统的发展历程。它的发展大体可以分为三个阶段：第一个阶段是1965年后的实验阶段，自从1952年计算机被应用于生产过程中后，它应用于生产领域并创造巨大价值的潜力立刻为世人所注意，进而被大面积研究试用起来。1959年，美国得克萨斯州的一家炼油厂成功建成了世界上第一个计算机控制系统，标志着这项技术的发展已经开始。第二个阶段是1965年到1972年间的实用阶段。在这段时间里，计算机控制系统开始从单项工程试验中迈向实用，并且得到了系统的完善。在这一时期，计算机集中控制得到认可。在高度集中控制时，若计算机出现故障，将对整个生产产生严重影响。为了应对这种负面影响，人们采取了多机并用的方案，促进了计算机控制系统的进一步发展。第三个阶段是从1972年至今，在这个阶段才真正出现了微机的概念，以它为核心，衍生出了很多计算机控制系统，如操作指导控制系统、直接数字控制系统、监督计算机控制系统以及分布式控制系统，而随着微电子技术的发展，计算机控制系统可以实现小物起大用的效果，既不占空间，又可以同时处理很多生产问题，省时省力，计算机控制技术走向了成熟。而随着嵌入式系统的发展，计算机控制系统开始向网络化变迁，相信会有更大的发展空间。

电力电子技术作为电源技术产业的支柱性领域，也已经经过了漫长的发展历程。这些技术如果都能被应用到PWM调速系统的控制当中，势必会使得调速系统的性能有一个很大的提升。在调速技术走到这个类似瓶颈地步的今天，这种尝试无疑是一种很有潜力的设想。

至于系统应该如何构成，系统的实际应用效果会如何，这些都是很需要探讨的问题，那么，这个研究就是很必要的了，也是我写这篇论文阐述探讨结果的理由。

1.2 PWM控制的现状和分类

目前，高频电压领域的具体发展状况基本情况是这样的。目前已经提到并得到应用的PWM控制方案就不下于数十种，尤其是微处理器应用于PWM技术数字化后，花样是不断翻新，从最初追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦；从效率最优，转矩脉动最少，再到消除噪音等，PWM 控制技术的发展经历了一个不断创新和不断完善的过程。目前仍有新的方案不断提出，这说明该项技术的研究方兴未艾。不少方法已经趋向于成熟，并有许多已经在实际中得到应用。

PWM控制技术一般可分为三大类，即正弦PWM、优化PWM及随机PWM，从实现方法上来看，大致有模拟式和数字式两种，而数字式中又包括硬件、软

件或查表等几种实现方式，从控制特性来看主要可分为两种：开环式（电压或磁通控制型）和闭环式（电流或磁控型）。

随着计算机毕业设计技术的不断进步，数字化PWM已逐步取代模拟式PWM，成为电力电子装置共用的核心技术。交流电机调速性能的不断提高在很大程度上是由于PWM技术的不断进步。目前广泛应用的是在规则采样PWM的基础上发展起来的准优化PWM法，即三次谐波叠加法和电压空间矢量PWM法，这两种方法具有计算简单、实时控制容易的特点。

2 微机控制双闭环可逆直流PWM 调速系统原理设计

2.1稳态结构图和静特性

为了分析双闭环调速系统的静特性，绘出了它的稳态结构图，如图2-1所示。分析静特性的关键是掌握这样的PI 调节器的稳态特征。一般存在两种状况：饱和：输出达到限幅值；不饱和：输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的关系，相当于使调节环开环。当调节器不饱和时，PI 作用使输入偏差电压U 在稳态时总是为零。

图2-1双闭环调速系统稳态结构图

实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。

（一）速调节器不饱和

这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零。因此 *n n U U n α== ( 2-1) 和

*i i d U U I β== ( 2-2)

由第一关系式可得： 0i n U n n α==

( 2-3)

从而得到图2-1静特性的0n A -段。

ASR 不饱和，*i U ＜*im U ，从上述第二个关系式可知：

d I ＜dm I 。这就是说，0n A -段静特性从d I =0 （理想空载状态）一直延续到

d dm I I =。而dm I 一般都是大于额定电流dnom I 的，这就是静特性的运行段。

这时，ASR 输出达到限幅值*im U ，转速外环呈开环状态，转速的变化对系

统

*im d dm U I I β

== ( 2-4) 式中，最大电流dm I 是设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动2段。这样的下

垂特性只适合于n<0n 的情况。因为如果 0n n ≥，则*n n U U ≥，ASR 将退出饱和

状态

图2-2双闭环调速系统的静特性

dm I 表现为转速无静差，这时，dm I 后，转速调节器饱和，电流调节采用了两个PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流至负反馈的单闭环系统静特性好。然而实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大，静特性的两段实际上都略有很小的静差。

2.3双闭环脉宽调速系统的动态性能

动态数学模型：

考虑到双闭环控制的结构可绘出双闭环调速系统的动态结构图，如图2-3所示。图中()ASR S W 和()ASC S W 分别表示转速和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，电机的动态结构图中必须把电流d I 显露出来。

图2-3双闭环脉宽调速系统的动态结构图

起动过程分析：

设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近于理想的起动过程，因此有必要首先探讨它的起动过程。双闭环

调速系突加给定电压*n U 由静止状态起动时，转速和电流的过渡过程如图2-4

ASR 经历了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，整个过渡过程也就分成三段，在图中分别以Ι、II 、II Ι

图2-4双闭环脉宽调速系统起动时转速和电流波形

第I阶段0

ASR

ASR ACR一般应该不

第II到转速升到给定值

定，转速呈线性增长（图2-4）。与此同时，电动机的反电动势E也按线性增

第III

调。转速超调以后，

但是，

在这最后的转速调节阶段内，ASR

处于主导地位，而ACR

随ASR

（一）动态跟随性能

如上所述，双闭环调速系统在起动和升速过程中，能够在电流受电机过载能力约束的条件下，表现出很快的动态跟随性能。在减速过程中，由于主电路电流的不可逆性，跟随性能变差。对于电流内环来说，在设计调节器时应该强调有良好的跟随性能。

（二）动态抗扰性能

1．抗负载扰动

由图2-8动态结构图中可以看出，负载扰动作用在电流环之后，只能靠转速调节器来产生抗扰作用。因此，在突加（减）负载时，必然会引起动态速降（升）。为了减少动态速降（升），必须在设计ASR 时，要求系统具有较好的抗扰性能指标。对于ACR 的设计来说，只要电流环具有良好的跟随性能就可以了。

2.电网电压扰动和负载扰动 样。例如图2-8 a 的单闭环调速系统，电网电压扰动d U 和负载电流扰动dl I 都作用在被负反馈包围的前向通道上，上的差别。负载扰动dl I 作用在被调量n 的前面。它的变化经积分后就可被转ASR 上得到反映。电网电压扰动的作用点离被调量更远，它的波形先要受到电磁惯性的阻挠后影响到电枢电流，再经过机电惯性的滞后才能反映到转速上来，等到转速反馈产生调节作用，已经嫌晚。在双闭环调速系统中，由于增设了电流内环（图2-5 b ），这个问题便大有好转。由于电网电压扰动被包围在电流环之内，当电压波动时，可以通过电流反馈得到及时的调节，不必等到影响到转速后，才在系统中起作用。因此，在双闭环调速系统中，由电网电压波动引起的动态速降会比单闭环系统中小得多。

图2-5脉宽调速系统的动态抗扰性能

a)单闭环脉宽调速系统b)双闭环脉宽调速系统

2.4可逆PWM 变换器工作原理

可逆变换器主电路的结构形式有H 型、T 型等多种类型，现在选用常用的H 型变换器，它是由4个电力晶体管和4个续流二极管组成的桥式电路。H 型变换器在控制方式上分为双极式、单极式和受限式三种。本设计选用双极式H 型PWM 变换器。

图3-1绘出了双极式H 型PWM 变换器的电路原理图。4个IGBT 选用德国西门康公司生产型号为SKM 50GB123D ，二极管选用MOTOROLA 公司生产的超快恢复功率二极管，型号为MUR200 40CT,反向恢复时间小于50ns.基极驱动电压分为两组。1VT 和4VT 同时导通和关断，其驱动电压1b U 和4b U ；2VT 3VT 同时动作，其驱动电压2b U =3b U =1b U -。它们的波形如图在一个开关周期内，当0≤t ≤on t 时，1b U 和4b U 为正，1VT 和4VT 饱和导通；2b U 和3b U 为负，2VT 和3VT 截止。这是，＋S U 加在电枢AB U =S U ,电枢电流d i 沿回路1流通。on t ≤t ≤T 时，1b U 和4b U 变负，1VT 和4VT 截止；2b U 、3b U 变正，但2VT 、3VT 并不能立即导通，因为在电枢电感释放储能的作用下，沿回路2经2VD 、3VD 续流，2VD 、3VD 上的压降使2VT 、3VT 极承受反压，这时，AB U =s U -。AB U 在一个周期内正负相间，这是双极式变换器的特征。

图2-6双极式H 型PWM 变换器电路 由于电压AB U 的正、负变化，使电流波形存在两种情况，如图2-6中的1d i 2d i 。1d i 相当于电动机负载较重的情况，这是平均负载电流大，在连续阶段2d i 相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，于是2VT 和3VT 极两端失去反压，在负的电源电压（S U ）和电枢反电动势的合成作用下导通，电枢电流反向，沿回路30≤t ≤on t 期间，当负载轻时，电流也有一次倒向。

双极式PWM 变换器的可逆要视正、负脉冲电压的宽窄而定。当正脉冲较宽时，则电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转。当正脉冲较窄时，平均电压为负，电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等，平均电压为零，则电动机停止。

图2-7双极式PWM 变换器电压和电流波形 双极式可逆PWM 变换器电枢平均端电压为：

2(1)on on on d s s S t T t t U U U U T T T

-=-=- ( 2-5) 以

ρ=d s U U 定义PWM 电压的占空比，则 ρ=21on t T - ( 2-6)

的变化范围为。当ρ为正值时，电动机正转；ρ为负值时，电动机反转。这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，陡然增大电机的损耗。但它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、反向的静摩擦死区。

双极式PWM 变换器的优点如下：

（1）电流一定是连续的；

（2）可使电动机在四象限运行；

（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；

（4）低速时，每个晶体管的驱动脉冲仍较宽，有利于保证晶体管可靠导通；

（5）低速平稳性好，调速范围可达20000左右。

2.5 PWM 控制电路

经典的模拟控制电路主要由PWM 电路、延时电路和驱动电路组成。而PWM （电流调节器输出的ct U ） 进行比较，则电压比较器输出的是一系列方波信号。如果改变ct U 那么方波脉冲宽度将会改变, 从而达到脉宽调制的目的。3-3。脉宽调制信号的质量，对于PWM 调速系统是十分重要的。然而它的质量主要取决于三角波信号的质量。如果三角波的线性度不好，那么PWM 的输出将得不到对称的波形。这对调速系统来说，将大大地降低系统的性能，出现正反转不平衡。

图2-8 PWM 基本电路结构和调制原理

脉宽调速系统的开环机械特性：

在稳态情况下，脉宽调速系统中电动机所承受的电压仍为脉冲电压，因此尽管有高频电感的平波作用，电枢电流和转速还是脉动的。所谓稳态，只是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，电枢电流实际上是周期变化的，只能是算作“准稳态”。脉宽调速系统在准稳态下的机械特性是平均转速与平均转矩（电流）的关系。

在双极式可逆PWM 电路中，具有反向电流通路，在同一转向下电流可正可负，无论是重载还是轻载，电流波形都是连续的，这就使机械特性的关系式简单得多，对于双极式可逆电路，其电压方程为：

11d S d di U Ri L E dt =++ [0]on t t ≤≤

( 2-7) 22d S d di U Ri L E dt -=++ ()[0]on t T t ≤≤- ( 2-8)

一个周期内电枢两端的平均电压都是d S U U ρ=，平均电流d I 表示，平均电磁转矩为eav m d T C I =，而电枢回路电感电压的平均值为零。

于是，上式平均值方程都可写成

s d

d e U RI E RI C n ρ=+=+ ( 2-9) 则机械特性方程式为

0s d d e e e U R R n I n I C C C ρ=-=- ( 2-10) 或用转矩表示

0s eav eav e e m e m U R R n T n T C C C C C ρ=-

=- ( 2-11) 其中理想空载转速0/S e n U C ρ=，与占空比ρ成正比。图3－4绘出了第一、第二象限的机械特性，它适用于带制动作用的不可逆电路。可逆电路的机械特性与此相仿，只是扩展到第三、第四象限而已。

图2－9脉宽调速系统的机械特性

脉宽调制器和PWM 变换器的传递函数：

根据其工作原理，当控制电压CU 改变时，PWM 变换器的输出电压要到下一个周期方能改变。因此，脉宽调制器和PWM 变换器合起来可以看成一个滞后环节，它的延时最大不超过一个开关周期T 。则，当整个系统开环频率特性截至频率满足下式时

1

3T ω≤ ( 2-12)

可将滞后环节近似看成一阶惯性环节。因此，脉宽调制器和PWM 变换器的传递函数可近似看成

()1pwm pwm k w s Ts =+

( 2-13) 式中d

pwm c U k U =为宽调制器和PWM 变换器的放大系数；d U 为PWM 变换器

3 系统的仿真

3.1建立仿真模型

(1)打开MATLAB中的Simulink工具箱，将所需模块拖入模型编辑窗口并将其相连。

(2)将设计的开环调速系统的参数输入各个模块，运行调试功能，如果无误后就可以运行系统。

(3)运行后便可通过模拟示波器观察波形。

1．PWM发生器防真模型如图3-1示

图3-1PWM发生器防真模型

2．H桥PWM开环调速系统仿真模型如图3-2所示

图3-2 PWM开环调速系统仿真模型3．H桥PWM双闭环调速系统仿真模型如图3-3所示

图3-3双闭环调速系统仿真模型

3.2 PWM 开环调速系统仿真结果

在如图3-4所示的转速给定条件下，可以得到H 桥PWM 开环调速系统的电枢电流，电枢电压，电磁转矩，输出转速的仿真图。

图3-4转速给定

图3-5

如图3-5所示：在T=0*n =8a i =20，随着转速的上升，电枢电流开始下降，当时，系统稳定，电枢电流a i =6也保持一稳

T=2时，转速给定*n =-8，电枢电流也反向达到最大，然后电枢电流

a i 的变化过程和正向给定一样。