基于UC2844的单端反激电源原理及波形

单端反激拓扑的基本电路

（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压

工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）

电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下

工作时序图如下

开关电源启动时输出时序不正确的案例：

电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图

开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5

开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路

尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。

当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。

CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7

光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图

U20 Pin1电压

这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。

高温上电报Er004故

障分析报告.docx

SIZE-D旧版开关电源UC2844电路

1、电路正常工作时

（1）启动初始

开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定

注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值

当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V时（2个二极管压降为0.7V*2），电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V。当Pin1电压小于4.4V时，电流取样比较器“-”端电压=（Vcom-1.4）/3。

CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V

这段时间Pin1电压为7.2V

启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从0开始

上升，驱动持续时间比较长（10uS 左右）

启动时的第二个脉冲

0开始，所以此时电路工作在CCM （电流连续模式），这是因为启动时负载电流比较大（给各电路的储能电容充电）。从下图的电路中可以看到，开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC 滤波，然后才接到UC2844的Pin3，由于经过了滤波，Pin3电压是从0V 开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭

开关管电流检测增加RC 滤波的原 b 因：

（1）变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容，当MOSFET 每次开通时，输入电压会给此电容充电，充电电流会流过开通的MOSFET ，导致MOSFET 电流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET 误关断，因此需要将此尖峰滤除。输入电压越大，匝间电容充电电流尖峰越大，如下图所示（MOSFET 电流采样电阻上的波形，SIZE-D 驱动板）

（2）在CCM （电流连续模式）状态下，初级侧MOSFET 开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在MOSFET 电流上形成一个尖峰，如下图所示（电动汽车24V 输入驱动板），此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET 误关断，因此同样需要将此尖峰滤除。在DCM （电流不连续模式）时，整流二极管不会有反向恢复电流，则MOSFET 开通时没有电流尖峰。

CH1：电流采样电阻上的电压CH2：UC2844 Pin3

CCM ，电流采样电阻上的尖峰 DCM ，电流采样电阻的波形无尖峰

关于二极管反向恢复的详细讲解请参考

二极管的反向恢复.

docx

增加RC 滤波的影响：滤波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载或者输出短路时导致MOSFET 、整流二极管损坏。经验案例参考：

电流

尖峰

（2）Pin1电压下降

主反馈（+15V）电压达到11.5V时，UC2844 Pin1电压开始从7.2V往下降，此时光耦U17 Pin1为9.6V，Pin2为8.7V，光耦U17的发光二级管导通（管压降1.0V），Vce电压下降（即UC2844 Pin1电压下降）注：从原理上来说，主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V，这样才能保证TL431开始工作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通，并不是因为TL431开始工作了，具体原因后文有详细说明

随着UC2844的Pin1电压降低到低于4.4V，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V，而是随着Pin1电压下降而下降。这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V。

CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V

这里Pin3电压能达到1V Pin3电压已经低于1V了

（3）稳态时的波形

（1.76-1.4）/3=120mV。从这个图看，Pin3电压达到170mV时驱动关断，与计算的120mV有些偏差。

注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算，而不是用有效值

二、新制动单元开关电源电路图（Ver：0）

与SIZE-D的驱动板不同，新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8，从后文可以看出这样做是不太合适的

1、启动时Vcc 波形

新制动单元启动时UC2844的电源Vcc 先下降再上升，最低到11V 左右，由于UC2844欠压锁定的门限

最大值为11V

，因此这里有可能导致开关电源打嗝。而SIZE-D 启动时Vcc 下降幅度很小。

新制动单元波形

CH1：UC2844 Pin7（Vcc ）CH3：UC2844 Pin6

SIZE-D 波形 CH1：UC2844 Pin7（Vcc ）

通过上面的波形引申出两个问题

（1）启动时UC2844供电电源Vcc 电压值为什么会先降低再上升？

启动时，除了给UC2844供电的辅助绕组外，各输出绕组的滤波电容上电压都很低（0V ），因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高（即UC2844电源电压Vcc ），整流二极管无法导通，UC2844的工作电流全部来自滤波电容，因此UC2844电源Vcc 会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量，V CC 电压升高。下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压（即UC2844电源Vcc 电压）

（2）为什么新制动单元的Vcc 电压降幅比SIZE-D 大很多？

对比新制动单元和SIZE-D 电路主要有三点不同

① 新制动单元UC2844的 Vcc 滤波电容为47uF ，SIZE-D 则为220uF 。这样在UC2844启动之前，SIZE-D

的滤波电容储存的能量较多，启动后电压下降较慢。

② 新制动单元驱动电阻为10Ω，SIZE-D 为100Ω，两者MOS 管型号不同，但其输入电容Ciss 相同，因

此SIZE-D 驱动电流较小，Vcc 负载比新制动单元小，SIZE-DVcc 电压下降慢。

③ 变压器有一路绕组给Vcc 供电，新制动单元Vcc 限流电阻为10Ω，SIZE-D 为36Ω，新制动单元Vcc

供电电流比SIZE-D 大，这一点新制动单元优于SIZE-D 。

综上，针对（1）、（2）做对比试验

新制动单元，滤波电容加大为100uF ，启动时Vcc 最低为

13.3V 。

SIZE-D 滤波电容减小为47uF ，启动时Vcc 最低为12.9V ，仍高于47uF 滤波电容值的新制动单元。

(2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω，启动时Vcc最低仍为11V，表明此电阻对Vcc电压无影响。原因：MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小

2、UC2844 Pin1（电压反馈）波形

稳定工作时的波形（高分辨率模式）

CH1：UC2844Pin1CH2：UC2844 Pin3CH3：MOS驱动

从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V，即反馈光耦U10（CTR 为200~400）处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFET驱动完全关闭。从原理图上看，UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流I C完全靠UC2844 Pin1提供，但是UC2844 Pin1的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示），导致光耦次级I C很小，当主反馈电压偏高时，光耦I F增大，使得初、次级满足I F*CTR>I C，光耦饱和导通。

UC2844内部误差放大器特性

尝试在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻，当Pin1电压低于Pin8电压（5V）时，Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波（实验中测试的是UC2844电源Vcc）（1）加电阻2kΩ，稳态时波形如下，UC2844 Pin1电压在2.48V左右

CH1：UC2844 Pin1 CH2：MOS驱动

（2）加电阻4.7kΩ，稳态时波形如下，UC2844电源Vcc纹波150mV，Pin1电压2V左右

CH1：UC2844 Pin7（Vcc）CH2：MOS驱动CH3：UC2844 Pin1

（3）未加电阻时波形如下，UC2844电源Vcc纹波高达530mV

CH1：UC2844 Pin7（Vcc）CH2：MOS驱动CH3：UC2844 Pin1

三、电动汽车低压驱动板开关电源

低压驱动板上有2两路开关电源，输入电压都是24V低压，但负载不同，电路设计不一样。

1、开关电源1启动波形

（1）第一个驱动，持续时间长，电流检测电阻上的电压已经达到1.2V。由于输入电压只有24V，变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰

CH1：电流检测电阻电压CH2：Isense电压

2、稳态时的波形（DCM）

由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS开通时漏感会储存能量，当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在MOS电压上形成尖峰。在DCM 状态，电流较小，因此MOS关断时尖峰电压较低，如下图为49V

CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压

DCM状态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度大，频率低（f=1/(2π*√LC)），引起谐振的过程如下：（1）首先，在副边传递能量的过程中，MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。

（2）当能量传递完成的时候，副边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入电源，一个变压器绕组，一个MOS管输出电容，即电源+电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等，所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOS管输出电容上的电压（输入电压Vin与反射电压Vr之和）比输入电压高，MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以MOS管DS电压开始降低，由于RCD钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅度越来越小，直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管

CH1：MOS管电压CH3：+17U整流二极管电压

红线左边为整流二极

管续流，右边则是续流

结束，初级侧发生谐振

Vin+Vr Vin

3、CCM状态

电源启动时，电路处于CCM状态，负载电流较大，MOSFET关断时尖峰电压较高，如下图为63V。MOS管关断期间副边二极管一直在导通，原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和，因此MOS 管关断后不会出现DCM时的谐振

CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压

由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿MOSFET，因此电路中都会加RCD吸收，如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。

开关电源1MOS管RCD吸收电路

从下图波形可以看出，当MOS导通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间，Vds电压上升到电源电压与反射电压之和（即Vin+Vr），此时D30导通，漏感能量经过D30给电容C71充电。

CH1：D30电压CH3：MOS管电压Vds

D30导通

稳态时（DCM状态）D30波形左图红框展开波形

电容C71上的电压波形如下，在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后D30截止，C71电压逐渐降低，直到D30再次导通

CH1：D30电压CH3：电容C71两端电压

4、开关电源2反馈电路

（1）TL431等效电路图如下

电压反馈的稳压原理：当主反馈电压（+5V）升高时，经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高，使得TL431阴、阳极间电压Vka降低，进而光耦的二极管电流I F变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即UC2844的Pin1电压变低，使得MOSFET功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下：稳态时的波形，数学函数为CH1-CH2，即R150上的电压，最高825mV，最低680mV，二极管导通压降为1.05V，则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA，最低0.95mA

CH1：+5V CH2：U22 Pin1CH3：U22 Pin2（Vka）MATH：CH1-CH2(R150压降)

UCC38C43隔离单端反激式开关电源电路图

UC3842/UC3843隔离单端反激式开关电源电路图开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛应用。传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，而近年电流型PWM技术得到了飞速发展。相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得以明显改善，特别是其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路变得简单可靠。电流型PWM集成控制器已经产品化，极大推动了小功率开关电源的发展和应用，电流型PWM控制小功率电源已经取代电压型PWM控制小功率电源。Unitrode公司推出的UC3842系列控制芯片是电流型PWM控制器的典型代表。 DC/DC转换器转换器是开关电源中最重要的组成部分之一，其有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。

图1 电路结构图电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD 导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。图2 M1导通与截止的等效拓扑电流型PWM 与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一个电感电流反馈环节，并以此电流反馈作为PWM所必须的斜坡函数。下面分析理想空载下电流型PWM电路的工作情况(不考虑互感)。电路如图3所示。设V导通，则有 L·diL/dt = ui (1) iL以斜率ui/L线性增长，L为T1原边电感。经无感电阻R1采样 Ud=R1·iL送到脉宽比较器A2与Ue比较，当Ud>Ue，A2输出高电平，送到RS锁存器的复位端，此时或非门的两个输入中必有一个高电平，经过或非门输出低电平关断功率开

开关电源各模块原理实图讲解

开关电源原理一、开关电源的电路组成：开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5 容量变小，输出的交流纹波将增大。

时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。三、功率变换电路： 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。 R1和Q1中的结电容C GS、C GD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。 Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量

单端反激式开关电源-主电路设计

摘要开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制、IC 和MOSFET构成。本设计在大量前人设计开关电源的的基础上，以反激式电路的框架，用TOP244Y 构成12V、2.5A开关电源模块,通过整流桥输出到高频变压器一次侧，在二次侧经次级整流滤波输出。输出电压经采样与TL431稳压管内部基准电压进行比较，经过线性光偶合器PC817改变TOP244Y的占空比,从而使电路能直流稳压输出。关键词开关电源；脉冲宽度调制控制；高频变压器；TOP244Y ABSTRACT Switching power supply is the use of modern electronic technology, control switching transistor turn-on and turn-off time ratio of the output voltage to maintain a stable power supply, switching power supply generally by the pulse width modulation (PWM) control,IC and MOSFET form. The design of a large number of predecessors in the switching power supply design based on the flyback circuit to the framework, using TOP244Y constitute a 12V, 2.5A switching power supply module, through the rectifier bridge output to high-frequency transformer primary side, the secondary side by the time level rectifier output. TL431 by sampling the output voltage regulator with an internal reference voltage comparison, after a linear optical coupler PC817 change TOP244Y duty cycle, so the circuit can be DC regulated output. Keyword Switching Power Supply；PWM Control；high frequency transformer；TOP244Y 目录前言 (3) 1.反激式PWM高频开关电源的工作原理 (4)

单端反激开关电源方案

反激式开关电源变压器的设计反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V 到265V ，输出5V ，2A 的电源，开关频率是100KHZ 。第一步，选定原边感应电压V OR 这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流： I 升=V S *Ton/L 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流：Ｉ降=V OR *T OFF /L 这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有： V S *T ON /L=V OR *T OFF /L 即上升了的等于下降了的，懂吗？好懂吧!上式中可以用Ｄ来代替T ON ，用(１－Ｄ)来代替T OFF 。移项可得：图一

开关电源入门必读：开关电源工作原理超详细解析

开关电源入门必读：开关电源工作原理超详细解析第1页：前言：PC电源知多少个人PC所采用的电源都是基于一种名为“开关模式”的技术，所以我们经常会将个人PC电源称之为——开关电源（Sw itching Mode P ow er Supplies，简称SMPS），它还有一个绰号——DC-DC转化器。本次文章我们将会为您解读开关电源的工作模式和原理、开关电源内部的元器件的介绍以及这些元器件的功能。 ●线性电源知多少目前主要包括两种电源类型：线性电源（linear）和开关电源（sw itching）。线性电源的工作原理是首先将127 V或者220V市电通过变压器转为低压电，比如说12V，而且经过转换后的低压依然是AC交流电；然后再通过一系列的二极管进行矫正和整流，并将低压AC交流电转化为脉动电压（配图1和2中的“3”）；下一步需要对脉动电压进行滤波，通过电容完成，然后将经过滤波后的低压交流电转换成DC直流电（配图1和2中的“4”）；此时得到的低压直流电依然不够纯净，会有一定的波动（这种电压波动就是我们常说的纹波），所以还需要稳压二极管或者电压整流电路进行矫正。最后，我们就可以得到纯净的低压DC直流电输出了（配图1和2中的“5”）配图1：标准的线性电源设计图

配图2：线性电源的波形尽管说线性电源非常适合为低功耗设备供电，比如说无绳电话、PlayStation/W ii/Xbox等游戏主机等等，但是对于高功耗设备而言，线性电源将会力不从心。对于线性电源而言，其内部电容以及变压器的大小和AC市电的频率成反比：也即说如果输入市电的频率越低时，线性电源就需要越大的电容和变压器，反之亦然。由于当前一直采用的是60Hz（有些国家是50Hz）频率的AC市电，这是一个相对较低的频率，所以其变压器以及电容的个头往往都相对比较大。此外，AC市电的浪涌越大，线性电源的变压器的个头就越大。由此可见，对于个人PC领域而言，制造一台线性电源将会是一件疯狂的举动，因为它的体积将会非常大、重量也会非常的重。所以说个人PC用户并不适合用线性电源。 ●开关电源知多少开关电源可以通过高频开关模式很好的解决这一问题。对于高频开关电源而言，AC输入电压可以在进入变压器之前升压（升压前一般是50-60KHz）。随着输入电压的升高，变压器以及电容等元器件的个头就不用像线性电源那么的大。这种高频开关电源正是我们的个人PC以及像VCR录像机这样的设备所需要的。需要说明的是，我们经常所说的“开关电源”其实是“高频开关电源”的缩写形式，和电源本身的关闭和开启式没有任何关系的。事实上，终端用户的PC的电源采用的是一种更为优化的方案：闭回路系统（closed loop system）——负责控制开关管的电路，从电源的输出获得反馈信号，然后根据PC的功耗来增加或者降低某一周期内的电压的频率以便能够适应电源的变压器（这个方法称作PW M，Pulse W idth Modulation，脉冲宽度调制）。所以说，开关电源可以根据与之相连的耗电设备的功耗的大小来自我调整，从而可以让变压器以及其他的元器件带走更少量的能量，而且降低发热量。反观线性电源，它的设计理念就是功率至上，即便负载电路并不需要很大电流。这样做的后果就是所有元件即便非必要的时候也工作在满负荷下，结果产生高很多的热量。第2页：看图说话：图解开关电源下图3和4描述的是开关电源的PW M反馈机制。图3描述的是没有PFC(P ow er Factor Correction，功率因素校正)电路的廉价电源，图4描述的是采用主动式PFC设计的中高端电源。图3：没有PFC电路的电源图4：有PFC电路的电源通过图3和图4的对比我们可以看出两者的不同之处：一个具备主动式PFC电路而另一个不具备，前者没有110/220V转换器，而且也没有电压倍压电路。下文我们的重点将会是主动式PFC电源的讲解。

超详细的反激式开关电源电路图讲解

反激式开关电源电路图讲解一，先分类开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥二，重点在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1

图1，反激开关电源框图四，原理图图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。图2 典型反激开关电源原理图

五，保险管图3 保险管先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。分类：快断、慢断、常规计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。图4 NTC热敏电阻图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。

反激式开关电源设计的思考(一到五)

反激式开关电源设计的思考一对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来；第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。关键词:开关电源反激式磁芯饱和反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:

2019年反激式开关电源设计大全

前言对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来；第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。

可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:

反激开关电源原理

星期一, 05/11/2009 - 09:42 —陶显芳 1-7．反激式变压器开关电源反激式变压器开关电源工作原理比较简单，输出电压控制范围比较大，因此，在一般电器设备中应用最广泛。 1-7-1．反激式变压器开关电源工作原理所谓反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。图1-19-a是反激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-19-a中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。图1-19-b是反激式变压器开关电源的电压输出波形。把图1-19-a与图1-16-a进行比较，如果我们把图1-16-a中开关变压器次级线圈的同名端对调一下，原来变压器输出电压的正、负极性就会完全颠倒过来，图1-19-b所示的电压输出波形基本上就是从图1-16-b的波形颠倒过来的。不过，因为图1-16-b的波形对应的是纯电阻负载，而图1-19-b的负载是一个储能滤波电容和一个电阻并联。由于储能滤波电容的容量很大，其两端电压基本不变，变压器次级线圈输出电压uo相当于被整流二极管和输出电压Uo进行限幅，因此，图1-16-b中输出电压uo的脉冲尖峰完全被削除，被限幅后的剩余电压幅值正好等于输出电压Uo的最大值Up，同时也等于变压器次级线圈输出电压uo的半波平均值Upa。

下面我们来详细分析反激式变压器开关电源的工作过程(参考图1-20)。图1-19-a中，在控制开关K接通的Ton期间，输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电，初级线圈N1绕组有电流i1流过，在N1两端产生自感电动势的同时，在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势，但由于整流二极管的作用，没有产生回路电流。相当于变压器次级线圈开路，变压器次级线圈相当于一个电感。因此，流过变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流，变压器初级线圈N1绕组两端产生自感电动势可由下式表示： e1 = L1di/dt = Ui —— K接通期间(1-98) 或 e1 = N1dф/dt = Ui —— K接通期间(1-99) 上式中，e1为变压器初级线圈N1绕组产生的自感电动势，L1是变压器初级线圈N1绕组的电感，N1为变压器初级线圈N1绕组线圈绕组的匝数，ф为变压器铁心中的磁通。对(1-98)和(1-99)式进行积分，由此可求得： i1 =Ui*t/L1 ＋i(0) —— K接通期间(1-100) ф=Ui*t/N1 ＋ф (0) —— K关断瞬间(1-101) 上式中，i1是流过变压器初级线圈N1绕组的电流，ф为变压器铁心中的磁通；i1(0)为变压器初级线圈中的初始电流，即：控制开关刚接通瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流；ф(0)为初始磁通，即：控制开关刚接通瞬间变压器铁心中的磁通。当开关电源工作于输出临界连续电流状态时，这里的i1(0)正好0，而ф(0)正好等于剩磁通S?Br。当控制开关K将要关断，且开关电源工作于输出电流临界连续状态时，i1和均达到最大值： i1m =Ui*Ton/L1 —— K关断瞬间(1-102)

(完整版)单端反激式开关电源的设计..

《电力电子技术》课程设计报告题目：单端反激式开关电源的设计学院：信息与控制工程学院

一、课程设计目的（1）熟悉Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力；二、课程设计的要求与内容本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反激式开关电源。我设计的是一个输入190V，输出9V/1.1A的反激式开关电源，要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算,完成电路的焊接任务。有条件的可以用protel99 SE进行PCB电路板的印制。三、设计原理 1、开关型稳压电源的电路结构（1）按驱动方式分，有自激式和他激式。（2）按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。（4）按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式； ③PWM与PFM混合式。 DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。 DC/DC变换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。

图1 电路结构图电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I 流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。图2 M1导通与截止的等效拓扑 2、反激变换器工作原理基本反激变换器如图3所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作如下：（1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图 3（a）所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收能量，储存于磁路中。（2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，故VD1正偏而导通，

单端反激开关电源原理与设计

单端反激开关电源原理与设计林晓伟 (国电南瑞科技股份有限公司，江苏省南京市210061) 0 引言近年来随着电源技术的飞速发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化、继承化的方向发展，高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用。单端反激式变换器以其电路简单、可以高效提供直流输出等许多优点，特别适合设计小功率的开关电源。本文简要介绍了Unitorde公司生产的电流型脉宽调制器UC3842，介绍了该芯片在单端反激式开关电源中的应用，对电源电路进行了具体分析。利用本文所述的方法设计的小功率开关电源已经应用在国电南瑞科技股份有限公司工业控制分公司自主研发的分散控制系统GKS-9000

中，运行状况良好，各项指标均符合实际工程的要求。 1 反激式开关电源基本原理单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈(输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路)控制系统，就可以通过开关电源的PWM(脉冲宽度调制器)迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。反激电路适应于小功率开关电源，其原理图如图1所示。

下面分析在理想空载的情况下电流型PWM的工作情况。与电压型的PWM比较，电流型PWM 又增加了一个电感电流反馈环节。图中：A1为误差放大器；A2为电流检测比较器；U2为RS触发器；Uf为输出电压Uo的反馈取样，该反馈取样与基准电压Uref通过误差放大器A1产生误差信号Ue(该信号也是A2的比较箝位电压)。设场效应管Q1导通，则电感电流iL以斜率Ui ／L线性增长，L为T1的原边电感，电感电流在无感电阻R1上采样u1=R1iL，该采样电压被送入电流检测比较器A2与来自误差放大器的Ue进行比较，当u1>Ue时，A2输出高电平，送到RS触发器U2的复位端，则两输入或非门U1输出低电平并关断Q1；当时钟输出高电平时，或非门U1始终输出低电平，封锁PWM，在振荡器输出时钟下降的同时，或非门U1的两输入均为低电平，则Q1被打开。

反激开关电源主电路工作原理

反激开关电源一．定义：直流电压正好激励变压器的初级线圈时，变压器的次级线圈并没有向负载提供输出功率，而是仅在关断变压器初级线圈的激励电压后，才对负载提供输出功率。二．反激开关电源的主电路开关管导通时，反激开关电源将电能转化为磁能，存储在变压器中；开关管关断时，发激开关电源再将存储的磁能转化为电能传送给负载。电路特点： 1.结构简单，效率高，体积小，造价低 2.输出纹波电压比较大

3.输出功率一般在150W一下，经常作为辅助电源应用在控制系统中 4.适合多输出小功率场合三．反激开关电源原理分析 CCM模式 1.开关管T导通电源电压 in V加在变压器的初级绕组1N上，在次级绕组2N 上产生感应电压 2 2 1 N in N u V N =-，初级绕组电流线性增加，in P P V di dt L =，电流 P i最大值max min in P P P V I I DT L -- =+，变压器铁心被磁化，磁通线性增加， () 1 in V DT N + ?Φ=。 2.开关管T关断初级绕组开路，次级绕组工作，次级绕组电压 2 N o u V =，次级绕

组电流线性下降， S o S di V dt L =，电流S i 最小值 min m (1)o S S ax S V I I D T L --=- -，变压器铁心去磁，磁通线性减小，()2 (1)o V D T N -?Φ= -。 3. 基本关系： ()()+-?Φ=?Φ?211(1)(1)o in V N D D V N D n D =?=?--，其中12 N n N = 开关管T 电压应力：1 21in T in o V N V V V N D =+ =- 二极管D 的电压应力：2 1o D o in V N V V V N D =+ = 此时，负载电流o I 等于二极管电流的平均值，即 min m 1 ()(1)2 o S S ax I I I D --=+- 由变压器工作原理 1min 2min 1max 2m P S P S ax N I N I N I N I ----== 可得 2max 11 12in P o P V N I I DT N D L -= +- 11m max 22112in S ax P o P V N N I I I DT N D N L --= =+- 临界模式此时有min 0P I -=且min 0S I -=，则有下列式子成立：

一步一步精通单端反激式开关电源设计

一步一步精通单端反激式开关电源设计 Company number：【0089WT-8898YT-W8CCB-BUUT-202108】

一步一步精通单端反激式开关电源设计目录 ■系统应用需求交流输入最小电压：VACMIN，单位V

交流输入最大电压：VACMAX，单位V 交流输入电压频率：FL，单位HZ 开关频率：FS，单位KHZ 输出电压：Vo，单位V 输出电流：IO，单位A 电源效率：η 负载调整率：SI 损耗分配因子：Z 空载功率损耗：P_NO_LOAD，单位MW 输出纹波电压：VRIPPLE，单位MV ■步骤1_确定应用需求 ●交流输入最小电压：VACMIN ●交流输入最大电压：VACMAX ●交流输入电压频率：FL 50HZ或者60HZ，详见世界电网频率表。本例设计取50HZ ●开关频率：FS 大于20KHZ，常用50KHZ~200KHZ，由MOSFET芯片决定。例TOP246Y开关频率频率为66KHZ/132KHZ, 本例设计取132KHZ ●输出电压：VO，本例设计取32V ●输出电流：IO，本例设计取

●电源效率：η 低电压（5V以下）输出时，效率可取75%；中等电压（5V到12V之间）输出时，可选80%；高压（12V以上）输出时，效率可取85%；可参考MOSFET芯片厂商数据手册建议，如果没有更好的参考依据，可以使用80% 本例设计取85% ●负载调整率：SI 参考产品规格书，TOP246Y提供4重负载调整率：±10%，±%，±1%，±% 本例取±% ●损耗分配因子：Z，如果Z = 1，说明所有损耗都在次级侧。如果Z = 0，说明所有损耗都在初级侧。如果没有更好的参考数据，可以使用Z = 。 ●空载功率损耗：P_NO_LOAD，可参考MOSFET芯片厂商数据手册建议，本例取520MW ●输出纹波电压：VRIPPLE，小于200MV ■步骤2_根据应用需求选择反馈电路和偏置电压VB 以TOP246Y为例： ■步骤3_确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX，并基于输入电压和PO选择输入存储电容CIN的容量、选择输入存储电容CIN的容量 ⑴输入滤波电容器容量的选择（简单估算）为降低整流滤波器的输出纹波，输入滤波电容器的容量CI必须选的合适。令每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量(μF)的比例系数为k，当交流电压u=85～265V时，应

单端反激式开关电源

交流异步电动机变频调速原理：变频器是利用电力半导体器件的通断作用把电压、频率固定不变的交流电变成电压、频率都可调的交流电源。现在使用的变频器主要采用交—直—交方式（VVVF变频或矢量控制变频），先把工频交流电源通过整流器转换成直流电源，然后再把直流电源转换成频率、电压均可控制的交流电源以供给电动机。变频器主要由整流（交流变直流）、滤波、逆变（直流变交流）、制动单元、驱动单元、检测单元微处理单元等组成的。交-直部分整流电路：由VD1-VD6六个整流二极管组成不可控全波整流桥。对于380V的额定电源，一般二极管反向耐压值应选1200V，二极管的正向电流为电机额定电流的1.414-2倍。（二）变频器元件作用电容C1：是吸收电容,整流电路输出是脉动的直流电压，必须加以滤波，变压器是一种常见的电气设备，可用来把某种数值的交变电压变换为同频率的另一数值的交变电压，也可以改变交流电的数值及变换阻抗或改变相位。压敏电阻：有三个作用,一过电压保护,二耐雷击要求,三安规测试需要. 热敏电阻：过热保护

霍尔: 安装在UVW的其中二相,用于检测输出电流值。选用时额定电流约为电机额定电流的2倍左右。充电电阻：作用是防止开机上电瞬间电容对地短路，烧坏储能电容开机前电容二端的电压为0V；所以在上电（开机）的瞬间电容对地为短路状态。如果不加充电电阻在整流桥与电解电容之间，则相当于380V电源直接对地短路，瞬间整流桥通过无穷大的电流导致整流桥炸掉。一般而言变频器的功率越大，充电电阻越小。充电电阻的选择范围一般为：10-300Ω。储能电容：又叫电解电容，在充电电路中主要作用为储能和滤波。PN端的电压电压工作范围一般在430VDC～700VDC 之间，而一般的高压电容都在400VDC左右，为了满足耐压需要就必须是二个400VDC的电容串起来作800VDC。容量选择≥60uf/A 均压电阻：防止由于储能电容电压的不均烧坏储能电容；因为二个电解电容不可能做成完全一致，这样每个电容上所承受的电压就可能不同，承受电压高的发热严重（电容里面有等效串联电阻）或超过耐压值而损坏。 C2电容; 吸收电容,主要作用为吸收IGBT的过流与过压能量。（2）直-交部分 VT1-VT6逆变管（IGBT绝缘栅双极型功率管）：构成逆变电路的主要器件，也是变频器的核心元件。把直流电逆变频率，幅值都可调的交流电。 VT1-VT6是续流二极：作用是把在电动机在制动过程中将再生电流返回直流电提供通道并为逆变管VT1-VT6在交替导通和截止的换相过程中，提供通道。（3）控制部分:电源板、驱动板、控制板（CPU板）电源板：开关电源电路向操作面板、主控板、驱动电路、检测电路及风扇等提供低压电源，开关电源提供的低压电源有：±5V、±15V 、±24V向CPU其附属电路、控制电路、显示面板等提供电源。驱动板：主要是将CPU生成的PWM脉冲经驱动电路产生符合要求的驱动信号激励IGBT输出电压。控制板（CPU板）：也叫CPU板相当人的大脑，处理各种信号以及控制程序等部分 [注:再次整流（直流变交流）--->更贴切的叫法是逆变!在这里感谢蔡工给我们编辑们提的意见!也欢迎大家多给我们编辑组提出更多宝贵的意见和建议!mym(2005.08.23) ]

单端反激式开关电源(毕业设计)

目录摘要 (2) 第一章开关电源概述 (1) 1.1 开关电源的定义与分类 (1) 1.2 开关电源的基本工作原理与应用 (1) 1.2.1 开关电源的基本工作原理 (1) 1.2.2 开关电源的应用 (2) 1.3 开关电源待解决的问题及发展趋势 (5) 1.3.1 开关电源待解决的问题 (5) 1.3.2 开关电源的发展趋势 (5) 第二章设计方案比较与选择 (7) 2.1 本课题选题意义 (7) 2.2 方案的设计要求 (7) 2.3 选取的设计方案 (8) 第三章反激式高频开关电源系统的设计 (9) 3.1 高频开关电源系统参数及主电路原理图 (9) 3.2 单端反激式高频变压器的设计 (10) 3.2.1 高频变压器设计考虑的问题 (10) 3.2.2 单端反激式变压器设计 (11) 3.3 高频开关电源控制电路的设计 (15) 3.3.1 PWM 集成控制器的工作原理与比较 (15) 3.3.2 UC3842工作原理 (17) 3.3.3 UC3842的使用特点 (18) 3.4 反馈电路及保护电路的设计 (19) 3.4.1 过压、欠压保护电路及反馈 (19) 3.4.2 过流保护电路及反馈 (19) 3.5变压器设计中注意事项 (20) 第四章总结 (21) 参考文献 (23) 致谢 ............................................................................................................................ 错误！未定义书签。

单端反激开关电源

因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。先学习下Buck-Boost变换器工作原理简单介绍下 1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！ 2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！ 3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则 Vin*Ton=Vout*Toff Ton=T*D Toff=T*（1-D）

代入上式得 Vin*D=Vout*（1-D）得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D）看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm模式）。如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！

从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器！还是和上边一样，先把原理大概讲下：

电力电子课程设计心得-单端反激式输出开关电源设计【模版】

电力电子技术课程设计报告

单端反激式单路输出开关电源一、设计任务及要求本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的单端反激式开关电源。我们设计的反激式开关电源的输入是180V，输出是10V。要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算，完成电路的焊接任务，并具有1A的带负载能力以及过流保护功能。二、设计原理及思路 1、反激变换器工作原理假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作下：（1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。（2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，而在副边会感应出上正下负的感应电动势，故VD1正偏而导通，此时磁路中的存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。 U o 图 1 反激变换器的原理图反激变换器的工作过程大致可以看做是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光，即副边电流变为零，则称变换器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变换器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。

反激式开关电源原理与工程设计讲解

反激式开关电源原理与工程设计一．反激式开关电源的原理分析二．反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三．反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四．反激式开关电源pcb排板原则五．变压器的设计六．反激式开关电源的稳定性问题

反激式开关电源原理与工程设计一．反激式开关电源的原理分析 1.反激式开关电源电路拓扑 2.为什么是反激式 a.变压器的同名端相反 b.利用了二极管的单向导电特性 3.电感电流的变化为何不是突变电压加在有电感的闭合回路上，流过电感上电流不是突变

的，而是线性增加。愣次定律： a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势，其大小于与线圈中电流的变化率成正比； b.感生电动势总是阻碍原电流的变化 4.变压器的主要作用与能量的传递理想变压器与反激式变压器的区别反激式变压器的作用 a.电感（储能）作用遵守的是安匝比守恒（而不是电压比守恒）储存的能量为1/2×L×Ip2

b.限流的作用 c.变压作用初次级虽然不是同时导通，它们之间也存在电压转换关系，也是初级按匝比变换到次级，次级按变比折射回初级。 d.变压器的气隙作用扩展磁滞回线，能使变压器更不易饱和磁饱和的原理图电感值跟导磁率成正比,

导磁率=B/H B是磁通密度 H是磁场强度简单一点,H跟外加电流成正比就是了，增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/H B是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦! 电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零 5.开关管漏极电压的组成 a. 高压为基础部分 b. 折射回来的电压部分 c. 漏感产生的尖峰部分波形