全桥变换器报告

1600W全桥变换器Saber仿真及读书报告

学院信息工程学院

专业电子与通信工程

年级班别 2017级（2）班

学号 2111703116

学生姓名陈文威

指导教师李志忠

2017年12月

目录

一、1600W 全桥变换器Saber 仿真 (1)

1性能指标： (1)

（1）最大占空比max D 的确定 ....................................................................... 1 （2）变压器匝比K=S P N N 、最小占空比min D 的确定 .. (1)

（3）磁芯的选择 ........................................................................................... 2 （4）初级线圈和次级线圈的匝数 ............................................................... 2 （5）输出电感的计算 ................................................................................... 3 （6）输出电容的计算 ................................................................................... 4 （7）选择功率开关管Q1~Q4 ....................................................................... 4 （8）选择反并二极管D1~D4........................................................................ 5 （8）选择整流二极管DR1和DR2 ............................................................... 5 （9）防止磁通不平衡的隔直流电容的计算 ............................................... 5 （10）设计II 型误差放大器 ......................................................................... 6 （11）开环仿真 ............................................................................................. 8 （12）闭环仿真 (9)

二、读书报告 (12)

1 不对称pwm 反激变换器 ................................................................................ 12 2 最大无线功率传输效率的自适应最优负载电路的设计 .............................. 21 3综述 . (26)

一、1600W 全桥变换器Saber 仿真

1性能指标：

输出功率Po=1600W

输入直流电压Vinmin=238V~342V 额定输出电压Vo=48V 额定输出电流Io=33.33A 输出电压纹波Vrr:1%的最大值 开关频率fs=100KHz 期望效率η=0.8

（1）最大占空比max D 的确定

为了要防止桥臂上下俩管同时导通，需要设置一个死区时间。所以Q1和Q3与Q2和Q4的最大导通时间必须限制在半周期的80%以内，即每个开关管的最大导通时间为0.82S T ，从而开关管的最大占空比为： max D =

S

S T T 2

8.0=0.4 （2）变压器匝比K=S P N N 、最小占空比min D 的确定

由功率守恒定理，输出功率O O O I V P ?=，输入功率ηO in P P =,由安匝守恒可得S P pft O N N K I I ==(其中pft I 为初级电流脉冲等效为平顶脉冲后的峰值)，从而变压器的匝比：

ηO

in S P V V D N N K min

max 2==

于是可以求得S P N N K ==8.048

238

4.02???=3.17

然后由下式求出高压满载时的最小占空比min D 8

.0342248

17.32max min ???=

=ηin O V KV D =0.278

（3）磁芯的选择

磁芯可以根据AP 法来选择，公式如下： AP=η

J K f B D P A A u s O w e max max

2?=

式中max B 为磁芯峰值密度，单位为T ；s f 为开关频率，单位为HZ ；u K 为磁芯窗口填充系数，单位为1；J 为电流密度,单位为2m A ；e A 、w A 分别为磁芯的截面积和窗口面积，单位为2m 。

上式中磁芯峰值密度max B 取0.1T ；电流密度J 取26105m A ?；窗口填充系数取0.2；O P =660W ；max D 为0.4；s f 为100000HZ ；η为0.8。从而可以计算出e A w A =44801.410*01.4cm m =-，

我们选择最佳磁芯TDK-PCEE57/47-Z,其磁芯面积e A 为3.442cm ，窗口面积w A 为2.82362cm ，有效磁路长度g l =102mm ；显然e A w A =4.01<3.44*2.8236=9.71324cm 。

（4）初级线圈和次级线圈的匝数

初级绕组匝数由以下式子求出：

max

max

min max min 2B fA D V B A f D V N e in e s in P =

?=

所以：

1

.01044.3101024

.023844??????=

-p N ≈14匝

从而次级线圈的匝数为：

17

.314

21=

===K N N N N P S S S ≈4匝 原边无气隙电感P L 为 3

72402

10

1022300

104141044.3---??????==

πμμe

i

p e P l N A L =1.91mH 其中：i μ为铁氧体PC40的初始磁导率，取2300；0μ为真空磁导率为7104-?π；

g l 为磁芯的有效磁路长度为m 310102-?

（5）输出电感的计算

输出电感是连续模式，所以电感选择应保证电流到输出最小规定电流

(min)o I =0.1o I 时，电感电流也能保证连续。直流电流等于电感电流斜坡峰峰值的一半。2/)(min max (min)L L o L I I -=或o L L I dI I I 2.0)(min max ==-，于是

f

on o S f on Lf

o L T V V L T V I dI )(2(min)-=== 而)2(S on s o T T V V =,则有： S

s

o on V T V T 2=

当输入直流电压in V 及相应的副边电压S V 最大时，on T 为S T D *min 2，于是

s

f o

f S O o f L V D L T D V D I )2

1()121

(

2.0min min min

-=-= 输出电感f L 为：

4

min 10*10*33.33*2.048*)278.05.0(2.0)21

(

-=-=s o o

f

f I V D L =17.76uH

求得输出电感值f L =17.76uH 。

（6）输出电容的计算

输出电容f C 的选择应满足最大输出纹波电压的要求。输出纹波几乎完全由滤波电容的ESR 的大小决定，而不是由电容本身的大小来决定，阻性纹波电压峰峰值rr V 为：

dI ESR V rr ?=

上式中：48V .0=?=o rr V V ，dI 是所选的电感电流纹波的峰峰值o o I I 2.0=?=6.66A

则有：

6.66

48

.0==dI V ESR rr =0.072Ω

由于ESR 与f C 的乘积基本不变，其值可取61065-?。因此f C 可选为： uF C f

903072

.010656=?=-

验算容性纹波cr V ，从导通时段中点到关断时段的中点的半个周期（5us ）内，纹波电流为正。该三角波电流的平均值I 为4o I ?=1.67A ，所以此时平均电流在f C 上产生的纹波电压为： 6

6

10

9031051.67--???==f cr

C It V =9.2mV （7）选择功率开关管Q1~Q4

开关管Q1~Q4的电压应力相同，都是等于输入电压。

max max

in ds V V ==342V

开关管Q1~Q4的电流应力相同，由下面公式计算：

17

.333.33

max =

=

=K I I I o pft ds =10.5A 实际上在选取开关管的时候，max

ds V 的取值为MOSFET 额定电压的80~85%左右，故MOSFET 的电压额定==%80max dc D D S V V 428V ；其额定电流max )2~6.1(ds

D I I >=16.8~ 21.0A ，故其额定电压为500V ，电流额定为25A 。

（8）选择反并二极管D1~D4

反并二极管D1~D4的电压应力、电流应力与开关管一样。故：

max

max ds

D V V ==342V 10.54.0?=

rms D I =6.64A

实际上在选取二极管的时候，最大反向电压RRM V >1.3max D V =445V ，平均正向电流rm s

D F I I 5.1>=9.96A ，最大其额定电压为500V,电流额定为10A 。

（8）选择整流二极管DR1和DR2

整流二极管DR1和DR2的电压应力相同，由下面公式计算：

17

.329022max max

?==K V V in DR ≈216V

整流二极管DR1和DR2的电流应力相同，由下面公式计算：

o rms

DR I D I 2

21max

+=

≈22.3A 实际上，最大反向电压ma x 3.1D R RRM V V >=281V ，平均正向电流rm s

DR

F I I 5.1>=33.5A,其额定电压为300V ，电流额定为18A 。

（9）防止磁通不平衡的隔直流电容的计算

饱和效应的产生是由于初级存在直流分量，为了避免这个直流分量的存在，

可在初级绕组中串联小容值的隔直电容b C 。下降幅度dV 不应该超过10%。 4

min min 101023810.5

44%104.028.0???=

=??=?=s in pft in S pft s pft b f V I V T I dV T I C =1.76uF

（10）设计II 型误差放大器

参数如下：

输入电压：V V 310

in = 输出电压：V V 480=

变压器原边绕组匝数：141=N

变压器副边绕组匝数：432==S S N N 输出滤波电感：uH L f 76.17=

输出滤波电容：)072.0.(903Ω==ESR uF C f 开关频率：kHz 100f s = 参考电压：V V R 55.2=

锯齿波电压峰峰值：V V RAMP 5.2=

首先，计算直流增益

48

55

.21445.2310??=??=o R P S RAMP in DC V V N N V V A =1.88

)88.1l o g (20)log(20==DC DC A G =5.5dB

输出LC 滤波器的转折频率为：

=???==--6

610

9031076.1721

21ππf f o C L F 1.26KHZ

ESR 零点频率（幅频特性由斜率-2突然转为-1的频率）为

6

10

903072.021

21-???==ππo ESR ESR C R F =2.449KHZ 现在选取交越频率为开关频率的1/5，即20KHZ 。则

=-=-?-=-?b c b c b c f f

f f f f G l o

g 40)log (log 202)(-11.5dB

所以C 点的增益=+=）11.5-（5.5C G -6.0dB

=-=-?-=-?c

co

c co c co f f f f f f G log

20)log (log 102)(-18.2dB 所以co F 的增益）18.2-（-6.0+=co G =-24.2dB

因此，使得20KHZ 是交越频率，误差放大器此频率的增益为+24.2dB （16.2） 误差放大器增益加上总增益必须以-1斜率穿过交越频率。

II 型误差放大器幅频特性的水平部分增益是R2/R1，如果R1取1K Ω，则R2=16.2K Ω。

假设相位裕度为o 45。环路在10KHZ 的总相移位360-45=o 315，LC 滤波器产生滞后相移，通过查表得到，对于KHZ F co 02=和KHZ F esr 449.2=,相位滞后约为097.1，于是，误差放大器仅允许315-97.1=o 7.921通过查表可得误差放大器滞后o 7.921，K 等于于3即可。

为了保证足够的裕度，假定K=3，产生相移o 162，加上LC 滤波器的o 97.1滞后相移，总相移滞后o 3.131，因此相位裕度为360-313.1=o 6.94的相位裕度。

K=3时，

零点频率kHZ F Z 6.720== ）（1221C R F Z π=

Ω=k R 16.22

nF 5.1）106.71016.22（12/13321

=????==ππz

F R C

极点频率 z k 060232/122H C R F P =?==π

F

F R C p 164p )10061016.22/(1)2/(13322=????==ππ

（11）开环仿真

（1）其仿真模型图如下

全桥开环仿真模型图

（2）全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图：

基于SG2535控制的全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图

（3）输出电压波形

全桥变换器闭环仿真输出电压波形

（12）闭环仿真

（1）其仿真模型如下图所示：

图1 基于SG3525控制的全桥变换器仿真模型图（2）全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图：

图2 基于SG2535控制的全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图（3）输出波形

图3 全桥变换器闭环仿真输出电压波形

（4）纹波

图4 全桥变换器闭环仿真输出电压纹波

图3 给出了全桥闭环仿真输出电压波形，这是变换器从启动到输出电压稳定的过程。从仿真结果来看，电路能稳定输出47.924V。图4给出了输出纹波电压波形图，电压纹波为0.415V，输出电压纹波控制在1%内，符合设计要求。

二、读书报告

1 不对称pwm反激变换器

D.H.Seo, O.J.Lee, S.H.Lim and J.S.Park

三星电机股份有限公司电力电子团队

韩国Kyunggi-Do，Suwon，Paldal-Gu，Maetan-three，314，442-743

电话+ 82-33 1-210-6246传真+ 82-33 1-210-5529电子邮箱：

ntuvanies@samsung.co.kr

摘要-本文提出了具有反激式输出整流器（非对称PWM反激式转换器）的非对称PWM变换器。非对称PWM反激式转换器在有源开关中具有使用寄生元件谐振的零电压开关（ZVS）的特性。而且，整流器级中的二极管可以轻松整流，这使换向期间的损耗和噪音最小化间隔。本文介绍了设计程序，其中包括有源开关的ZVS范围和元件值满足二极管的零电流开关（ZCS）。实验结果证实了这种拓扑的有效性。

1、前言

为了克服一个开关损耗的增加在常规的高开关频率操作中PWM转换器，开发了几种软开关技术。从开关应力较低，附加元件数量较少，工作频率恒定的观点来看，非对称型PWM谐振变换器在传统谐振变换器上具有较强的优越性。以前的非对称PWM转换器有一个半桥式整流器。它的谐振元件基本上是谐振电容和变压器的磁化电感，所以不使用寄生有效的变压器组件。有源钳位反激式转换器比以上传统的PWM转换器更具优势。它使用变压器的漏感，并具有类似传统的反激式转换器的操作。开关上的软开关以最少的附加元件数获得，但带有有源

钳位电路的反激式转换器存在二极管反向恢复问题，其有源开关必须克服比输入电压高得多的电压应力。因此这是不适合的用高输入电压，如两级PFCDC-DC转换器。相反，建议非对称PWM反激式转换器（图1）有两个谐振模式。换句话说，谐振电容和磁化电感在第一谐振模式下共振。谐振电容器和变压器的漏感是谐振元件，使开关和二极管能够轻柔地整流电压或电流。此外，非对称PWM反激式转换器适用于高输入电压应用，因为开关上的电压应力被限制在输入电压，其简单的配置（包括自动复位变压器）能够以最少的元件数量降低成本。最后，非对称PWM反激变换器具有PWM变换器的特点，因此设计过程简单，透明。

图1.不对称PWM反激式转换器

2、操作原理

该转换器的操作可以分为四个阶段，初级电流的方向及其路径决定了每个阶段。变压器由具有励磁电感，漏感和具有匝数比的理想变压器的等效变压器模型代替。等效电路和波形分别如图2和图3所示。对于每个时间间隔，操作原理如下所述。

阶段1

变压器的初级电流I i是负向的，因此，电流流过S1的体二极管。上面的开关Si在tlus间隔前已关闭，在电流变化的方向之前，应该先导通S1，而在ZVS 的条件下使开关损耗最小。下部开关S2在整个间隔期间关闭。

阶段2

I1变为正值。S1在I1阶段已经被打开，S2依然关闭。I1由输入电压和电容器电压之间的差异几乎线性地增加。变压器的初级电感和谐振电容是这个间隔中的两个谐振元件。电能存储在变压器中。

阶段3

此阶段在S1关闭时开始。S2，Cs2的输出电容放电，体二极管导通。在

ZVS的条件下，S2应该在电流变化的方向之前接通。谐振电容器和变压器的漏电感考虑了在阶段3和阶段4期间的电流的谐振波形。磁化电流与初级电流之间的差值成为输出电流，由变压器的匝数比来缩放。

阶段4

在此期间，变压器的磁化电流从正向变为负向，I1变为负值。S2已经打开，S1仍然关闭。该间隔由S2的关闭信号终止.

3、稳态分析

具有不对称占空比的方波如下面傅立叶谱所示。

其中V1是输入电压，D是S1的占空比，w0是开关频率和

谐振电容CB阻断了Vs的直流分量。而交流分量被馈送到谐振电路。所以CB的平均电压是V1* D。如果CB的交流纹波可以忽略，谐振电容电压接近于直流，变压器的漏感比励磁电感小得多，那么变换器的电压增益如下，利用变压器的伏秒平衡。

其中V0是输出电压，变压器比例是N：1。

使用转换器的功率平衡，初级电流的峰值II.pk近似如下

I0，L1，fs分别为输出电流，初级电感，开关频率。是D的函数，并且随着D从零增加到0.5而增加，并且随着D从0.5增加到1而减小. 将电流馈送到输出的能力限制为D的0.5。因此，应考虑转换器的有限的占空比利用率。

对于SI的ZVS，I1应该是负向的，即在阶段1开始时流过S1的体二极管。换句话说，Ii.pk应该小于。.

其中是转换器的预期效率。

输出电流I0由磁化电流与主谐振电流I1之间的差值组成。因此，在零电流切换或零电流切换的条件下，二极管关断的阶段4结束时，这两个电流应该是相等的。也就是说，在阶段3和4中，

k，R D, L1和L2是耦合系数，绕组电阻，初级电感和次级电感。

对于二极管的ZCS，谐振电容应该是设计满足以下等式。

4、设计和实验结果

为了验证这个提议的拓扑的有效性，设计和建造一个80W DC-DC转换器。硬件配置在[6]有描述。这个原型的参数：Vi=400V, V0=19V, 10=4.21A, f,= 140kHz, N=8, L1=426pH, L2=7.18pH, k=0.96, RD=0.24. 并且CB选择为35nF，这使得二极管的ZCS能够充分地降低电容器的交流纹波

其结果波形和效率分别如图4和图5所示。实现两个有源开关中的ZVS，并获得二极管中的ZCS。在包括控制器的功耗在内的满负荷条件下，原型的效率约为93％。

5、结论

本文提出了非对称PWM反激式转换器，并通过实验验证了其有效性。并对其工作原理和稳定状态分析进行了描述。这种拓扑通过软开关技术使开关损耗和噪声最小化。设计和制造80W样机，满负荷条件下效率为93％。