三相SPWM逆变器的仿真与研究毕业设计

三相SPWM逆变器的仿真与研究

[摘要]随着电力电子技术、计算机技术、自动控制技术的迅速发展，PWM技术得到了迅速发展，SPWM正弦脉宽调制法这项技术的特点是原理简单，通用性强，具有开关频率固定，控制和调节性能好，能消除谐波使输出电压只含有固定频率的高次谐波分量，设计简单等一系列优点，是一种比较好的波形改善法。它的出现为中小型逆变器的发展起了重要的推动作用。SPWM技术成为目前应用最为广泛的逆变用PWM技术。因此，研究SPWM逆变器的基本工作原理和作用特性意义十分重大。

本论文介绍了三相电压型SPWM逆变器的工作原理，仿真电路及matlab仿真。文中还给出了用此逆变器构成的三相交流电动机变频调速系统，并对仿真结果进行分析。

[关键词]正弦脉宽调制，逆变器，电机变频调速，matlab仿真

Three-phase SPWM inverter simulation and research

Author: Huang Fei

(Grade9, Class1, Major Automation , Electrical Engineering

Dept, Shaanxi University of Technology , Hanzhong 723003，Shaanxi)

Instructor: Zhang Peng Chao

[Abstrac]With the power electronics technology, computer technology, the rapid development ofautomatic control technology, PWM technology is developing rapidly, SPWM sine pulse width modulation principle of this technology is characterized by simple, versatile, with a fixed switching frequency, control and regulation performance, eliminate harmonics thatcontain only a fixed output voltage of high frequency harmonic components, simple design and a series of advantages, is a good waveform improvement Act. It was a smallinverter played an important role. SPWM technology become the most widely usedinverter with PWM technology. Therefore, the study of SPWM inverter characteristics ofthe basic working principle and the role of great significance.

This paper describes the three-phase voltage SPWM inverter works, simulate circuits and matlab simulation. The article also gives the composition with this three-phase ACinverter motor frequency control systems, and simulation results were analyzed.

[Key words]Sinusoidal pulse width modulation, inverters, motor speed, matlab simulation

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引言

经过大约30多年的发展，交流调速电气传动已经上升为电气调速传动的主流。在电气调速领域内，可以相信在不久的将来交流调速将会完全取代直流调速传动。

现在要求性能较高的中、小容量的交流调速传动，主要使用电子式电力变换器对交流电动机进行变频调速。除变频以外的另一些简单的调速方案，如变极调速、定子调压调速、转差离合器调速等，它们只有在特定场合有一定的应用。

由于电力电子学和微电子技术的发展，使变频调速技术近年来获得了飞速的发展，各种变频调速控制方式、PWM脉宽调制技术以及MCU微处理器和以大规模集成电路为基础的全数字化控制技术等均在变频调速中获得了成功应用。

SPWM正弦脉宽调制法这项技术的特点是原理简单，通用性强，具有开关频率固定，控制和调节性能好，能消除谐波使输出电压只含有固定频率的高次谐波分量，设计简单等一系列优点，是一种比较好的波形改善法。它的出现为中小型逆变器的发展起了重要的推动作用。SPWM技术成为目前应用最为广泛的逆变用PWM技术。

根据生成SPWM波形的实现方式可以分为模拟控制和数字控制两种形式。传统的模拟控制在逆变器中应用广泛，技术成熟，控制性能优良，但模拟控制也存在一些缺陷：元件众多，设计周期长，调试复杂，不易管理维护等。随着数字信号处理技术的蓬勃发展，数字控制技术已经成功地应用到电力电子与电力传动控制领域中来，逆变器的数字控制逐渐成为研究热点。

1 PWM技术的应用

1.1 PWM控制技术的研究意义

PWM控制技术一直是变频技术的核心技术之一。1964年A.Schonung和H.stemmler首先在<>评论上提出把这项通讯技术应用到交流传动中，从此为交流传动的推广应用开辟了新的局面。

从最初采用模拟电路完成三角调制波和参考正弦波比较，产生正弦脉宽调制SPWM信号以控制功率器件的开关开始，到目前采用全数字化方案，完成优化的实时在线的PWM信号输出，可以说直到目前为止，PWM在各种应用场合仍占主导地位,并一直是人们研究的热点。

由于PWM可以同时实现变频变压反抑制谐波的特点，由此在交流传动乃至其它能量变换系统中得到广泛应用。PWM控制技术大致可以分为三类，正弦PWM（包括电压，电流或磁通的正弦为目标的各种PWM方案，多重PWM也应归于此类），优化PWM及随机PWM。正弦PWM已为人们所熟知，而旨在改善输出电压、电流波形，降低电源系统谐波的多重PWM技术在大功率变频器中有其独特的优势（如 ABB ACS1000系列和美国ROBICON公司的完美无谐波系列等）；而优化PWM所追求的则是实现电流谐波畸变率（THD）最小，电压利用率最高，效率最优，及转矩脉动最小以及其它特定优化目标。

在70年代开始至80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般最高不超过5KHZ，电机绕组的电磁噪音及谐波引起的振动引起人们的关注。为求得改善，随机PwM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值（DTC控制即为一例）；另一方面则告诉人们消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，因为随机PWM技术提供了一个分析、解决问题的全新思路。

在电力拖动领域，解决好电动机的无级调速问题有着十分重要的意义，电机调速性能的提高可以大大提高工农业生产设备的加工精度、工艺水平以及工作效率，从而提高产品的质量和数量;对于风机、水泵负载，如果采用调速的方法改变其流量，节电效率可达20%-60%。

众所周知，直流调速系统具有较为优良的静、动态性能指标。在很长的一个历史时期内，调速传动领域基本上被直流电机调速所垄断，这是和实际中交流电机的广泛使用是一对存在的矛盾，许多应用交流电机的设备为了达到调节被控对象的目的，只能采用物理的方法，例如采用风门，阀门控制流量等，这样浪费能源的问题就很突出，费用就大。而且在采用直流调速的方面由于直流电机固有的缺点—换相器和电刷的存在，使得维修工作量大，事故率高，电机的大容量使用受到限制，在易燃易爆的场合无法使用，因此开发交流调速势在必行。

变频调速具有高效率、宽范围和高精度等特点，是目前运用最广泛且最有发展前途的调速方式。交流电动机变频调速系统的种类很多，从早起提出的电压源型变频器开始，相继发展了电流源型，脉宽调制等各种变频器。目前变频调速的主要方案有：交-交变频调速，交-直-交变频调速，同步电动机自控式变频调速，正弦波脉宽调制（SPWM）变频调速，矢量控制变频调速等。这些变频调速技术的发展很大程度上依赖于大功率半导体器件的制造水平。随着电力电子技术的发展，特别是可关断晶闸管GT0，电力晶体管GTR，绝缘门极晶体管IGBT，MOS晶闸管及MTC等具有自关断能力全控功率元件的发展，再加上控制单元也从分离元件发展到大规模数字集成电路及采用微机控制，从而使变频装置的快速性，可靠性及经济性不断提高，变频调速系统的性能也得到不断完善。PWM控制技术在逆变电路中的应用十分广泛，目前中小功率的逆变电路几乎都采用了PWM技术。常用的PWM技术主要包括：正弦脉宽调制(SPWM)、选择谐波调制（SHEPWM）、电流滞环调制（CHPWM）和电压空间矢量调制（SVPWM）。

PWM技术用于变频器的控制，可以改善变频器的输出波形，降低谐波并减小转矩脉动。同时也简化了变频器的结构，加快了调节速度，提高了系统的动态响应。

随着电力电子器件制造技术的发展和新型电路变换器的不断出现，现代控制理论向交流调速领域的渗透，特别是微型计算机及大规模集成电路的发展，交流电动机调速技术正向高频化、数字化和智能化方向发展。

控制策略的应用：由于电力电子电路良好的控制特性及现代微电子技术的不断进步，使几乎所有新的控制理论，控制方法都得以在交流调速装置上应用和尝试。从最简单的转速开环恒压频比控制发展到基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制和基于动态模型保持定子磁链恒定的直接转矩控制

1.2 PWM控制技术的发展现状

一、课题背景

正弦逆变电源作为一种可将直流电能有效地转换为交流电能的电能变换装置被广泛地应用于国民经济生产生活中,其中有:针对计算机等重要负载进行断电保护的交流不间断电源UPS (Uninterruptle Power Supply) ;针对交流异步电动机变频调速控制的变频调速器;针对智能楼宇消防与安防的应急电源EPS ( Emergence Power Supply) ;针对船舶工业用电的岸电电源SPS(Shore Power Supply) ;还有针对风力发电、太阳能发电等而开发的特种逆变电源等等.随着控制理论的发展与电力电子器件的不断革新,特别是以绝缘栅极双极型晶体管IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)为代表的自关断可控型功率半导体器件出现,大大简化了正弦逆变电源的换相问题,为各种PWM型逆变控制技术的实现提供了新的实现方法,从而进一步简化了正弦逆变系统的结构与控制.

电力电子器件的发展经历了晶闸管（SCR）、可关断晶闸管（GTO）、晶体管（BJT）、绝缘栅晶体管（IGBT）等阶段。目前正向着大容量、高频率、易驱动、低损耗、模块化、复合化方向发展，与其他电力电子器件相比，IGBT具有高可靠性、驱动简单、保护容易、不用缓冲电路和开关频率高等特点，为了达到这些高性能，采用了许多用于集成电路的工艺技术，如外延技术、离子注入、精细光刻等。

IGBT最大的优点是无论在导通状态还是短路状态都可以承受电流冲击。它的并联不成问题，由于本身的关断延迟很短，其串联也容易。尽管IGBT模块在大功率应用中非常广泛，但其有限的负载循环次数使其可靠性成了问题，其主要失效机理是阴极引线焊点开路和焊点较低的疲劳强度，另外,绝缘材料的缺陷也是一个问题。

随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变压变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变压变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。对逆变器输出波形质量的要求主要包括两个方面：一是稳态精度高；二是动态性能好。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。

在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的6个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。本文针对正弦波输出变压变频电源SPWM调制方式及数字化控制策略进行了研究，以SG3525为主控芯片，以期得到一种较理想的调制方法，实现逆变电源变压、变频输出。

交流传动与控制技术是目前发展最为迅速的技术之一，这是和电力电子器件制造技术、变流技术控制技术以及微型计算机和大规模集成电路的飞速发展密切相关。

通用变频器作为早个商品开始在国内上市，是近十年的事，销售额逐年增加，于今全年有

超过数十亿元（RMB）的市场。其中．各种进口品牌居多，功率小至百瓦大至数千千瓦；功能简易或复杂；精度低或高；响应慢或快：有PG（测速机）或无PG;有噪音或无噪音等等。对于许多用户来说,这十年中经历了多次更新，现所使用的变频器大都属于目前最为先进的机型如果从应用的角度来说，我们的水准与发达国家没有什么两样。作为国内制造商,通过这十年来对国外的先进技术进行销化，也正在积极地进行国产变频器的自主开发．努力追赶世界发达国家的水平。

回顾近十年来国外通用变频器技术的发展对于深入了解交流传动与控制技术的走向，以及如何站在高起点上结合我国国情开发我国自己的产品应该说具有十分积极的意义.

通用变频器大都为电压型交-直-交变频器。三相交流电首先通过二极管不控整流桥得到脉动直流电，再经电解电容滤波稳压，最后经无源逆变输出电压、频率可调的交流电给电动机供电。这类变频器功率因数高、效率高、精度高、调速范围宽，所以在工业中获得广泛应用。但是通用变频器不能直接用于需要快速起、制动和频繁正、反转的调速系统，如高速电梯、矿用提升机、轧钢机、大型龙门刨床、卷绕机构张力系统及机床主轴驱动系统等。因为这种系统要求电机四象限运行，当电机减速、制动或者带位能性负载重物下放时，电机处于再生发电状态。由于二极管不控整流器能量传输不可逆，产生的再生电能传输到直流侧滤波电容上，产生泵升电压。而以GTR、IGBT为代表的全控型器件耐压较低，过高的泵升电压有可能损坏开关器件、电解电容，甚至会破坏电机的绝缘，从而威胁系统安全工作，这就限制了通用变频器的应用范围。

2 PWM 控制技术

2.1 PWM （脉冲宽度调制）

PWM 控制方式就是对逆变电路开关器件的通断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等

而宽度不等的脉冲。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的

大小，也可改变逆变输出频率。

PWM 控制——脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所

需要波形（含形状和幅值）

理论基础:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

冲量指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同

PWM 波形可等效的各种波形，例如：直流斩波电路可以等效直流波形；PWM 波可以等效

正弦波形；还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM

控制相同，也基于等效面积原理 。

用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波的方法：⑴正弦半波N 等分，可看成N

个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；⑵用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点

重合，面积（冲量）相等。这样就可得到PWM 波形。由上方法可知各脉冲的幅值相等，而

宽度按正弦规律变化 。对于正弦波的负半周，也可用同样的方法得到PWM 波形。像这种脉

冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM 波形，也称SPWM 波形。

要改变等效输出正弦波幅值时，只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可。

2.2 PWM 的控制方法及其比较

2.2.1单极性正弦脉宽调制

调制信号u r 为正弦波,载波u c 在u r 的正半周为正极性的三角波，在u r 的负半周为负极

性的三角波。在u r 和u c 的交点时刻控制IGBT 的通断。在u r 的半个周期内三角波载波只在正

极性或负极性一种极性范围内变化，所得到的PWM 波形也只在单个极性范围变化的控制方式

称为单极性PWM 控制方式。

单极性正弦脉宽调制用幅值为r U 的参考信号波r U 与幅值为o f ,频率为o f 的三角波c

U 比较，产生功率开关信号。其原理波形如图2.2所示。图2.2是用单相正弦波全波整流电压

信号与单向三角形载波交截，再通过倒相产生功率开关驱动信号。

参考波频率fr 决定了输出频率fo ，每半周期的脉冲数P 决定于载波频率fc 。即: P=2c

a f f (2-1)

f ( t ) δ ( t ) t O 图2.1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

a b c d

t O t O t O f ( t ) f ( t ) f ( t )

用参考电压信号的幅值Ur ，与三角形载波信号的幅值Uc 的比值，即调制度m = Ur/Uc ，

来控制输出电压变化。当调制度由0~1变化时，脉宽由0~π/p 变化，输出电压由0~ E 变化。

如果每个脉冲宽度为θ，则输出电压的傅里叶级数展开式为:

()()01cos sin n n n U t A n B n ωθωθ∞

==+∑ （2-2)

系数An 和Bn 由每个脉宽为θ，起始角为α的正脉冲来决定和对应的负脉冲起始角π+

α来决定。如果第j 个脉冲的起始角为αj 则有

14sin cos 22p

n j j E n A n a n θθπ=????=+ ???????∑ (2-3a) 14sin sin 22p n j j E n B n a n θθθπ=????=+ ???????∑

(2-3b) 由式(2-3a)、式(2-3b)可计算输出电压的傅里叶级数的系数

()12sin sin p n j j j j E A n a na n θπ=??=+-??∑ (2-4a) ()12cos cos p n j j j j E B na n a n θπ

=??=-+??∑

(2-4b)

图2.2

2.1.2 双极性正弦脉宽调制

用双极性方式时，在u r 的半个周期内，三角波载波不再是单极性的，而是有正有负，

所得的PWM 形也是有正有负。在u r 的一个周期内，输出的PWM 波只有±U d 两种电平，而不像

单极性控制时还有零电平。仍然在调制信号u r 和载波信号u c 的交点时刻控制各开关的通断。

在u r 的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。

双极性正弦脉宽调制的输出电压u0(t)波形在0~2π区间关于中心对称、在0~π区间关

于轴对称，其傅里叶级数展开式为

()01,3,5...sin n n U t B n t ω∞==

∑

()()002sin n B u t n td t πωωπ??=???

?? (2-5) 式（2-5）中

输出电压u0（t ）可看成是幅值为E ，频率为fo 的方波与幅值为2E 、频率为fc 的负脉冲序

列(起点和终点分别为的叠加。因此

123212,,,...,,p p ααααα- (2-6) 则输出电压为

()()02121,3,5141cos cos sin p j j n j E U t na na n t n ωπ∞-==??=

--????∑∑ (2-7) 输出电压基波分量 )(01t U 为

()()01212141cos cos sin p j j j E U t na na n t n ωπ-=??=--????

∑ (2-8) ()()()()()214232102121sin sin 2sin sin 41cos cos p p a a n a a a a p j j j E n td t E n td t B E n td t E n td t E na na n πωωωωπωωωωπ--=??-??=??---????

??=--????

????∑

图2.3 双极性PWM 控制方式波形

u r u c u

O

w t O w t u o u o f u o U d - U d

2.1.3 单极性调制和双极性调制的比较

双极性调制和单极性调制都通过调制波和载波比较，在交点处产生驱动信号。改变调

制波u r 的幅值，则改变了调制正弦波和三角波的交点位置，可以调节矩形脉冲的宽度，从

而改变输出交流电压的大小。改变调制正弦波的频率o f ，使交流电的频率，也同时变化，

因此调节调制波的频率和幅值就可以调节交流输出电压的大小和频率，调压和调频（VVVF

控制）同时在逆变器的控制中完成，不再需要调控直流电源电压，因此电压型PWM 控制的直

流电源都采用不控整流器为直流电源。

为了反映载波和调制波的关系，定义调制比M 为调制波幅值和载波幅值之比：

10<≤M U U Cm rm

M =

改变M 即调节了交流输出电压，M 也称为调制度。

定义载波比N （即频率比）为载波频率与调制波频率之比： T T f f f f c

r c r c

N ===0

载波比N 决定了一周期中组成输出交流电的脉冲个数。

单极性调制在输出交流半周期内只有单一极性的脉冲，因此输出电压较高。（基波值）

较高；双极性调制在输出交流的半周内有正负脉冲，因此输出电压（基波值）比较单极性较

低，但是双极性调制灵敏度较高，使用也较多，可以证明双极性调制，如果载波比N 足够大，

调制比M ≤1，则基波电压幅值U U d m M ?≈1，输出交流电压基波有效值为

U U U d m

M ?==707.02101，而采用180O 方波调制时输出交流电压基波有效值可以达到U U d 9.001

=，U d 为直流电源电压。 采用PWM 调制时，在输出电压中可以消除(N-2)次以下谐波，N 为载波比，因此除基波

外，其最低次谐波为(N-2)次。例如N=15时最低次谐波为13次谐波，而15次谐波幅值最大，

π2215U U d ==0.9U d 。如果逆变器输出频率为50z H ，载波频率为2K z H ，则N=40，

这时可以消除38次以下的谐波，而残存的高次谐波则较易滤除。

双极性调制同相上下桥臂的开关器件交替导通，较易产生直通现象，因此同相上下桥臂

开关的关断和导通之间要有一定的时间间隔，称为“死区”，以确保不产生直通现象。插入

死区使输出电压波形产生一定的畸变，输出电压也略有降低，并使输出电压含有低次谐波，

并且主要产生的是奇次谐波，而单极性调制则没有这个问题。

2.2 SPWM（正弦脉冲宽度调制）

2.2.1 SPWM的工作原理

PWM的全称是Pulse Width Modulation（脉冲宽度调制），它是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。广泛地用于电动机调速和阀门控制，比如我们现在的电动车电机调速就是使用这种方式。

所谓SPWM，就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它广泛地用于直流交流逆变器等，比如高级一些的UPS就是一个例子。三相SPWM是使用SPWM模拟市电的三相输出，在变频器领域被广泛的采用。

SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法.前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础,用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。

三角波变化一个周期，它与正弦波有两个交点，控制逆变器中开关元件导通和关断各一次。要准确的生成SPWM波形，就要精确的计算出这两个点的时间。开关元件导通时间是脉冲宽度，关断时间是脉冲间隙。正弦波的频率和幅值不同时，这些时间也不同，但对计算机来说，时间由软件实现，时间的控制由定时器完成，是很方便的，关键在于调制算法。调制算法主要有自然采样法、规则采样法、等面积法等。

2.2.2 SPWM的调制算法

1.自然采样法

按照SPWM控制的基本原理，在正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度和间隙的采样，去生成SPWM波形，成为自然采样法。如图2-8所示

图2.4 自然采样法原理图

2.规则采样法

为使采样法的效果既接近自然采样法，没有过多的复杂运算，又提出了规则采样法。其出发点是设法使SPWM波形的每个脉冲都与三角波中心线对称。这样，图 2.5中的

法。计算就大大简化了。

图2.5 规则采样法原理图

3.双极性正弦波等面积法

正弦波等面积算法的基本原理为:将一个正弦波等分成H 个区段，区段数l H 一定是6

的整数倍，因为三相正弦波，各项相位互差120?，要从一相正弦波方便地得到其他两相，

必须把一个周期分成6的整数倍。l H 越大，输出波形越接近正弦波。在每一个区段，等分

成若干个等宽脉冲(N)，使这N 个等宽脉冲面积等于这一区段正弦波面积。采用这种方法既

可以提高开关频率，改善波形，又可以减少计算新脉冲的数量，节省计算机计算时间。

正弦波面积为

()s2

n n 12s1A=sin cos cos U td t U t t ωωωω=-?

输出频率f 与区段数l H ，每个区段脉冲数N 及脉冲周期()us T 之间的关系 6110l f H NT -=

。

3 三相桥式逆变器

3.1 IGBT 的动态特性分析

图3.1

与MOSFET 的相似，因为开通过 程中IGBT 在大部分时间作为MOSFET 运行u CE 的下降

过程分为t fv1和t fv2两段。t fv1——IGBT 中MOSFET 单独工作的电压下降过程；t fv2——

MOSFET 和PNP 晶体管同时工作的电压下降过程 。

电流下降时间又可分为t fi1和t fi2两段。t fi1——IGBT 内部的MOSFET 的关断过程，

i C 下降较快；t fi2——IGBT 内部的PNP 晶体管的关断过程，i C 下降较慢IGBT 中双极型PNP

晶体管的存在，虽然带来了电导调制效应的好处，但也引入了少子储存现象，因而IGBT 的

开关速度低于电力MOSFET 。

3.1.2 IGBT 的特性和参数特点

(1) 开关速度高，开关损耗小。在电压1000V 以上时， 开关损耗只有GTR 的1/10，与

电力MOSFET 相当。

(2)相同电压和电流定额时，安全工作区比GTR 大，且具有耐脉冲电流冲击能力。

(3)通态压降比VDMOSFET 低，特别是在电流较大的区域。

(4)输入阻抗高，输入特性与MOSFET 类似。

(5) 与MOSFET 和GTR 相比，耐压和通流能力还可以进一步提高，同时保持开特 点 。

3.2 三相PWM 逆变器的工作原理和结构电路

3.2.1三相桥式PWM 逆变器电路

三相桥式逆变电路如图所示，图中应用V1-V6作为逆变开关，也可用其它全控型器件构

成逆变器，若用晶闸管时，还应有强迫换流电路。

t t t

10%90%10%90%U CE I C 0O 0U G E U G EM I CM U CEM

t fv 1t fv 2t o ff t o n t fi1t fi2t d (o f f)t f t d (o n )t r U CE(o n )U G EM U G EM I CM I CM

图3.2

从电路结构上看，如果把三相负载看成三相整流变压器的三个绕组，那么三相桥式逆变电路犹如三相桥式可控整流电路与三相二极管整流电路的反并联，其中可控电路用来实现直流到交流的逆变，不可控电路为感性负载电流提供续流回路，完成无功能量的续流和反馈，因此VD1～VD6称为续流二极管或反馈二极管。

3.2.2逆变器的工作原理

在三相桥式逆变电路中，各管的导通次序同整流电路一样，也是T1、T2、T3……T6、T1……各管的触发信号依次互差60?。根据各管的导通时间可以分为180?导通型和120?导通型两种工作方式，在180?导通型的逆变电路中，任意瞬间都有三只管子导通，各管导通时间为180?，同一桥臂中上下两只管子轮流导通，称为互补管。在120?导通型逆变电路中，各管导通120?，任意瞬间只有不同相的两只管子导通，同一桥臂中的两只管子不是瞬时互补导通，而是有60?的间隙时间，当某相中没有逆变管导通时，其感性电流经该相中的二极管流通。

图3.3

图3.3中的u ao`、u bo`与u co`是逆变器输出端a、b、c分别与直流电源中点o`之间的电压，o`点与负载的零点o并不一定是等电位的，u ao`等并不代表负载上的相电压。令负载零点o 与直流电源中点o`之间的电压为u oo`，则负载各相的相电压分别为

(3-1)

将式(3-1)中各式相加并整理后得

一般负载三相对称，则u ao+u bo+u co=0，故有

(3-2) 由此可求得a相负载电压为

(3-3)在图3.3中绘出了相应的负载a相电压波形，u bo和u co波形与此相似。

3.2.3spwm波的基波电压

对电动机来说，有用的是电压的基波，希望spwm波形中基波的成分越大越好。为了找出基波电压，须将spwm脉冲序列波u(t)展开成傅氏级数，由于各相电压正、负半波及其左、右均对称，它是一个奇次正弦周期函数，其一般表达式为

式中

(3-4)

要把包含n 个矩形脉冲的u(t)代入上式，必须先求得每个脉冲的起始相位和终了相位。在图3-5中，由于在原点处三角波是从负的顶点开始出现的，所以第i 个脉冲中心点的相位应为

(3-5)

于是，第i 个脉冲的起始相位为

终了相位为

其中δi 是第i 个脉冲的宽度。把各脉冲起始和终了相位代入式(3-4)中，可得

Hz Hz f f t t 37205580max 232

3min =-=-≈ (3-6)

故

(3-7)

以k=1代入式(3-7)，可得输出电压的基波幅值。当半个周期内的脉冲数n不太少时，各脉冲的宽度δi都不大，可以近似地认为sinδi/2≈δi/2，因此

(3-8)

可见输出基波电压幅值u1m与各段脉宽δi有着直接的关系，它说明调节参考信号的幅值从而改变各个脉冲的宽度时，就可实现对逆变器输出电压基波幅值的平滑调节。

根据脉冲与相关段正弦波面积相等的等效原则可以导出

(3-9) 将式(3-5)、式(3-9)代入式(3-8)，得

(3-10)

可以证明，除n=1以外，有限项三角级数

而n=1是没有意义的，因此由式(3-10)可得u1m=u m

也就是说，spwm逆变器输出脉冲波序列的基波电压正是调制时所要求的正弦波幅值电压。当然，这个结论是在作出前述的近似条件下得到的，即n不太少，sinπ/2n≈π/2n，且sin δi/2≈δi/2。当这些条件成立时，spwm变压变频器能很好地满足异步电动机变压变频调速的要求。

要注意到，spwm逆变器输出相电压的基波和常规六拍阶梯波的交-直-交变压变频器相比要小一些，据有关资料介绍，仅为其86%~90%，这样就影响了电机额定电压的充分利用。为了弥补这个不足，在spwm逆变器的直流回路中常并联相当大的滤波电容，以抬高逆变器的直流电源电压u d。

3.2.4脉宽调制的制约条件

根据脉宽调制的特点，逆变器主电路的功率开关器件在其输出电压半周内要开关n次。如果把期望的正弦波分段越多，则n越大，脉冲波序列的脉宽δi越小，上述分析结论的准确性越高，spwm波的基波就更接近期望的正弦波。但是，功率开关器件本身的开关能力是有限的，因此，在应用脉宽调制技术时必然要受到一定条件的制约，这主要表现在以下两个方面。

3.2.5功率开关器件的开关频率

各种电力电子器件的开关频率受到其固有的开关时间和开关损耗的限制，全控型器件常用的开关频率如下：双极型电力晶体管(bjt)开关频率可达1~5khz，可关断晶闸管(gto)开关频率为1~2khz，功率场效应管(p-mosfet)开关频率可达50khz，而目前最常用的绝缘栅双极晶体管(igbt)开关频率为5～20khz。

定义载波频率f t与参考调制波频率f r之比为载波比n(carrier ratio)，即

(3-11)

相对于前述spwm波形半个周期内的脉冲数 n来说，应有n=2n。为了使逆变器的输出尽量接近正弦波，应尽可能增大载波比，但若从功率开关器件本身的允许开关频率来看，载波比又不能太大。n值应受到下列条件的制约：