单端反激开关电源1
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中国电子开发网网友 白沙
2011年4月14日星期四于北京
单端反激开关电源挺好做的，对不？
单位的项目需要一个开关电源，而产品空间的设计又导致无法使用市售的成品电源，于是我就领到了这个设计开关电源的任务。
这个任务的内容是设计一款220VAC 网电源输入，带有5V500mA ，12V6A 输出的隔离式开关电源，对效率、纹波等其他的要求不高。
1、 电源的主回路
1.1什么样的电路是单端反激 如图一所示的电路构成的电源电路就是常说的单端反激开关电源。
基本工作原理
简单说就是当Q1开通时，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；Q1关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经D1整流、C2滤波后供负载使用。 （插基本原理示意图）
1.2单端反激电源的优点
首先这个结构是与网电隔离的（国外的资料一般叫离线式）安全性好； 这种结构相对简单，比较好做；
通过改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整；
1.3单端反激电源的限制
最大的限制就是输出功率咯，一般就是几十瓦或者百来瓦。有这个限制的原因是这种电路结构的输出功率取决于通过变压器原边的电流峰值，而这个峰值跟原边的电感量（还有开关频率、占空比等其他因素），如果想把电源的功率做的很大，那么变压器的电感量会小到跟分布参数接近，最后没办法成功的绕出一个合适的变压器来。
所以在设计电源一开始的时候，应该对要设计的电源功率有一个规划，资料上的说法是如果设计功率在100W 以内那么可以采用单端反激的结构，否则应该考虑单端正激的结构。
这一次我要设计电源大概是80瓦的，所以我选择了单端反激的结构。
另一个限制是占空比，单端反激的结构中，开关信号的占空比一般不超过45%。这是因
TP4N80E
GND
为在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为：
q
Uin
U DS ?=
1 其中q 表示占空比。
从公式中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。在晶体管时代（BJT ）找到耐压超过800V 的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V ，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V ，因此几乎所以的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。
虽然现在功率MOSFET 已经有1000V 的，而IGBT 的耐压则有上万伏的，但是那样的管子仍然比较贵，不应该是100来瓦的小电源应该考虑的，从这个角度上，仍然遵从这个占空比小于45%的概念（这里一个重要概念就是，单端反激结构限制占空比的是开关管的耐压，而不是像单端正激是变压器的磁复位。所以在低压的单端反激系统中，完全可以提高占空比到更高的数值。）
2、 PWM 控制芯片
开关电源的控制核心是PWM 控制芯片，这个芯片有很多选择，这一次选择的是UC3844B 芯片 8脚DIP 封装的，这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。
为了后面的方便先对这款芯片来个介绍。 首先说说这个系列：
大概有uc184x/284x/384x 三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，uc184x 是军用的，uc284x 是工业级的，uc384x 是商品级的。
在同一级别里，分别有2、3、4、5四个型号,比如uc384x
型号 工作电压 最大占空比 uc3842 10～16V 95% uc3843 7.6～8.5 95% uc3844 10～16V 50% uc3845
7.6～8.5
50%
下面是这个芯片的框图：
芯片的功能
芯片根据外部的定时电阻、电容所确定的频率，输出一个占空比不大于50%的方波用于驱动开关管工作。输出的驱动波形的占空比受反馈电压引脚和电流取样引脚的双重控制。
芯片的功能很好很强大，这短短的几句话又如何真正涵盖所以的内容，所以我要结合上面面的框图和引脚功能的简单介绍，慢慢白话。
引脚功能
1 误差放大器的输出，被引出来用来做电压反馈信号的补偿，通过采用合适的补偿电
路可以获得更稳定的工作状态，如果没有合理的进行补偿，那么电路很可能会发生
振荡，并且发出刺耳的尖叫声。此外这个引脚还可以被用于做软启动，以保护整个
电路。
2 电压反馈输入，这个引脚在内部被连接到误差放大器的反相输入端，而误差放大器
的同相输入端连到内部的2.5V的一个基准电压。而误差放大器的输出则在跟开关
管的电流信号进行比较后用来确定是否关闭开关管。
3 开关管的电流取样信号，简单说，这个脚电压高于1.0V时会导致输出的开关信号
变为低从而关断开关管。
4 定时电阻、电容的连接引脚。连接到这个引脚的定时电阻RT、CT决定了芯片内部
振荡器的振荡频率。在3844/3845这两款芯片中，振荡器的输出被一个T触发器黑
了一道，每2个脉冲才能输出1个，所以芯片输出的开关频率变成了振荡器频率的
一半（在3842/3843这两款芯片中则没有这个情况，输出频率会等于振荡器的频
率）。
5 GND，这个没啥说的。
6 开关信号输出，用于驱动外部的开关管。
7 芯片的电源。在3844芯片里，只有当这个引脚的电压上升到16V以上时，芯片才
会开始工作。一旦芯片进入工作状态，只要这个引脚的电压不低于10V，芯片就可
以工作。如果低于10V，则芯片会进入欠压锁定状态，停止工作，直到电压再次提
高到16V以上。（像不像老板雇职员，许以高薪好待遇请来，请来以后就可以克扣
一点，只要不太过分一般职员也就讲究干下去了，克扣的太狠了，职员就辞职走人
啦）。这个引脚内部有个36V的稳压管，所以这个引脚的电压最高可以加到36V。
在超过36V以后，稳压管可以承受25mA的电流，再大就烧啦。
8 芯片输出的5V参考电压，主要用来给定时电容充电。
3、原理图设计
在选择好控制芯片和主回路拓扑结构以后开始进入原理图设计阶段。
3.1电源输入部分
首先是电源输入部分，一个最基本的概念就是开关电源本质上是将直流变换到直流的，所以网电的220AC并不能直接用于变换，必须加上整流和滤波，这里用了简单的桥式整流和一个220uF/450V的铝电解电容。
整流桥的选择主要是电流和耐压，很容易可以选择到合适的型号。
这里要多提一句的是电解电容的容量，多数情况下我身边的同事会取一个“肯定够”的容量，继续追问如何判断“肯定够”时往往得不到准确的答案，所以我稍微简单地对这个电容的取值进行计算，以期说明如何选择合适的电容量。
首先，这个计算的原理是这样的，由于输入电压是波动的，桥式整流后输出的是连续正半周的正弦波，我们假设前一个正弦波下降到某个值，例如250V，反激电源即便以限定的最大占空比也无法保证输出电压的稳定时，作为电压的极限值，而直到下一个正弦波上升到这个值以上时，才会由整流桥的输出供电，而这期间，要依靠电容的放电来保证电路的正常工作，电容量必须要满足这一要求。
但是如果真的进行计算就会发现要用到三角函数等等，计算会很麻烦，为了简化，做以下简化模型：
电容上的电压在输入电压峰值到来的瞬间被充到峰值电压，此后后面电路消耗的电能全部由电容供给。
现在具体计算：
我这个电源要求满足AC220±22V的电压波动，那么在整流后，最小的输入电压（峰值）就是：
（220-22）*1.414=280V
那么在电路部分的实际设计中我还要为这个值留一个波动的裕量，所以我要设计的电源在输入250V时仍能正常工作；那么电容上电压的波动就是280-250=30V；
接下来我要确定电容充电间隔时间，根据上面的模型可以知道这个值是10ms：
然后计算后面电路消耗的电流。
关于开关电源的第一个重要公式：
I???2?P
q?V
Ipk:原边电流峰值（A）
P：电源功率（W）
q：占空比最大值
V：输入电压最小值（V）
按这个公式计算出原边电流的峰值，其中电源功率算100W（我觉得80%的效率挺好的），占空比0.45，电压250V，那么电流峰值就是1.78A。
这里再次简化模型以避免积分运算，以峰值电流的一半代替平均电流计算，再考虑占空比只有45%，那么电流就还要再小一倍，得出放电电流大约是：1.78/4=0.445A。在10ms内
以0.445A放电，可以放掉的电荷量：
0.445*0.01=4.45*10-3（C ）[这个C 不是要版权的意思，是电量单位库仑] 那么:
C ?Q ?V
?4.45?10??30?148μF
不过考虑到铝电解电容20%的容量误差和容量会随着时间推移逐渐减少，这里我选择220uF 的电容。
在大功率的电源里，这个电容的存在会影响电源的功率因数，所以有的电源设计里在电容前会加上一个电感来修正功率因数，称为PFC （Power Factor Correction ，功率因数校正），这个概念相当于用电感和电容构成一个串联谐振电路，使这个回路对50Hz 的频率谐振，从而对外呈现纯电阻性质的负载，而不影响功率因数。不过我这个小电源里就不管这一套了。
再说一说电源滤波的问题，在多数电源里会加一组由安规电容及共轭滤波电感构成的滤波系统，此外再加上一些自恢复保险、压敏电阻等组成保护电路，但这里暂时也不管。
3.2PWM 芯片的供电回路
首先要解决的就是PWM 芯片的供电问题，对于UC3844这款芯片来说，常用的供电电路是这个样子的：
首先是整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组T2接替向芯片供电的任务。
为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。这里首先要看一下一些已知条件：
芯片的工作电压是10～16V ，要使芯片开始工作必须使芯片的供电电压达到16V 以
上；
芯片的一般工作电流是10mA ，待机电流是0.5mA （0.5mA 是最大值，标准值是0.3mA ）； 芯片的最大工作电压是36V ；
芯片内部有一个36V 的稳压二极管，齐纳电流是20mA ；
先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在30mA 的电流下不能超过36V 。假设电源电压是220+10%，则整流滤波后的直流电压是342V ，则电阻值R 的取值就是：
R=
3
10
*3036
342??=10206=10K 也就是说电阻的取值最小不能小于10K ；
接下来考虑这个电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的16V ，也就是说供电电流大于0.5mA 时芯片仍能得到16V 的电压。假设电源电压是220-10%，则整流滤波后的直流电压是198V ，则电阻值R 的取值就是：
R ???????
?.???????364?10??=364K
即电阻的取值应该在10K ～364K 之间。
上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，假设是12V 。即馈电绕组的输出是12V 。
那么这个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出现在芯片引脚上的电压低于12V，则电阻值为：
342?12
10?10???33000
即理想的电阻阻值应大于33K。
那么这个电阻的阻值选的过大会发生什么情况呢？当芯片没有开始工作时，输入电压通过这个电阻向芯片电源上的滤波电容C2充电，直到电压达到16V以后芯片才会开始工作。如果这个电阻设置的过大，则在这个滤波电容C2有一定容量的条件下，这个充电过程会比较长，甚至你会看到这样一个情况，在为电源接通输入后，电源似乎会沉默一会儿然后才“啪”的一声开始工作。我觉得你不会喜欢发生这种状况，所以这个电阻不宜取得过大。
在我做的这个电源中，我决定把这个电阻选为39K。在这个取值上，电阻的功率并不是很大的问题，假设342伏的电压全部加在电阻上，电阻的功耗是3瓦，但因为它基本上是在芯片启动的那一段时间工作，所以用个1～2瓦的电阻都可以。但是必须注意到这是一个有耐压要求的电阻，原因当然不用我做过多的说明，基本上这应该是一个耐压300V的电阻，留出余量以后选用400V的耐压档位是比较理想的。
选定了这个电阻，其他的部分就相对简单一点了。
首先是滤波用的电容，这里电容的取值是这样确定的，当电容充电到16V的时候，电路开始工作，除了电路本身逻辑要消耗10mA的电流，驱动开关管还需要额外消耗40mA电流，那么总的电流消耗大致算50mA；而由于软启动（后面再详细说）、电源的逐渐稳定等等因素存在，可能在10ms内无法由馈电回路提供电源，此时芯片就要消耗电容存储的能量。这个存储的能量必须在10ms内维持不能跌落到10V以下，否则芯片会再次进入欠压锁定。
那么在10ms内维持50mA的电流，需要的电量就是：
50?10???10?10???0.5?10??（C）
则电容量要满足：
C?Q?V?0.5?10??
6?83μF
实际选择100uF，耐压36V的型号，再并联一个0.1uF的无极性的电容减少铝电解电容的ESR较大的影响。
这个电容如果太大，会像前面说的，电路的启动过程太慢，注意这可不是通常说的对电路有保护作用的软启动。所以电容值适当就好。
馈电绕组的整流二极管选用肖特基的，耐压超过36V（超过芯片内的稳压二极管，这样在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过100mA即可（几乎所有的二极管都能满足）。
3.3定时电阻和电容
决定芯片输出频率的是定时电阻和电容，但在开始的时候必须先介绍一下芯片的电压基准。在芯片内部有一个5V的电压基准（对于军品和工业品级的芯片这个基准的精度是1%，而商用级的是2%），这个电压基准是很有用的，首先它被用来给定时电路充电，其次可以用于电压反馈电路的供电，最后可以用来在调试初期判断芯片是否正常工作。
在芯片的数据手册里，说明了在定时部分，这个5V电压首先通过定时电阻R T向定时电容C T充电，当C T充电到2.8V时，会触发一个8.3mA的电流源对电容放电，放电到1.2V时停止放电，电容再次开始充电。这个充电-放电的过程周而复始，从而确定了芯片的振荡频率。在3842/3843芯片中，这个振荡频率就是输出的开关频率，而在3844/3845芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每2个“偷吃”掉一个，进而形成最大50%的占空比。
另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片
输出波形的最大占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。在图的左侧定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。
在开关电源最初问世的时候，受晶体管工作速度的影响，工作频率只有10～20KHz，而如今已经有工作在数兆赫兹的开关电源。一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在一个正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里，计划的开关频率大约是100KHz，也是就芯片的振荡频率在200KHz上下。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，所以在原理设计阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。
在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的灵魂，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。随便决定这两个元件可能会对你的产品造成灾难，比如一般的金属膜电阻精度是±5%，电容的精度是±20%，芯片电压基准的±2%，再算上温度漂移以及阻值、容量随寿命的变化，很可能会出现电源一生产出来就有的能用有的则不能，冷机能用而热机不能，然后发货到全国各地1～2年以后开始出现故障等等悲催的事情。所以要提醒负责采购的人员，这里的电阻要±0.5%～±1%的金属膜电阻（这个档次的电阻一般温度系数也不错），而电容应选择±5%的聚丙烯（CBB）电容或聚硫化苯（PPS）电容。
3.4开关管驱动部分
开关管的选择需要做一些计算，所以除了这个是个有一定耐压要求的功率MOS管，先画在原理图上，其他的留待后面解决。
在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，驱动速度一般讲是足够的（50ns@1nF），这里说一下其他的一些部分。
首先是栅极电阻，这个电阻的存在可以抑制由于MOS管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为20欧左右。
此外，通常MOS管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是25V，即便是高耐压的管子这个电压也就30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的VCC引脚的，而在电路
的结构上这个引脚是有可能出现36V的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来MOS管门极被击穿的后果，所以通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，我个人更倾向于加一个电压为25V的高速TVS管，这种TVS管具有比较小的结间电容，从而对MOS管驱动的影响更小一点。
3.5电流采样部分
这款芯片之所以被称为电流控制型的，就是因为它所输出的PWM波形的占空比不光受到反馈电压的控制，还受到通过变压器原边的电流的控制。这里注意和电压控制型芯片的区别，在电压控制芯片中也许有过流保护的引脚，但输出的PWM波形的占空比并不受到原边电流的控制。
在电流采样部分，通过一个采样电阻，将通过原边的电流值转换为电压值，然后跟电压反馈的误差放大器的输出进行比较，当这个电流值达到误差放大器的输出所限定的电压时，输出驱动MOS管关断。
由于电压反馈的误差放大器的输出送到和电流采样值进行比较的比较器时，这个电压会受到一个1.0V的稳压管的箝位，也就是说，电流采样值最大值应该是1.0V，即变压器原边电流峰值和采样电阻的阻值应该有以下关系：
I???R??1.0V
由于变压器的原边电流跟变压器的设计相关，所以采样电阻先画在这里，具体的阻值留待后面设计变压器时集中计算；
在芯片的数据手册中，还提到这个采样值在送到芯片之前，需要经过一个RC滤波，没问题，也画在电路上，具体的值要等到调试的时候才确定。
3.6保护MOS管的缓冲电路
由于MOS管的耐压实际上足够，这个缓冲电路并不是必须的，但是通常还是要画一套这个电路在上面，会觉得对得起MOS管一些——实际上这个缓冲电路的存在为电源的整体可靠性又争得了一些裕量。
这个电路的基本原理是：当开关管断开的瞬间，会在原边绕组上激起一个反电动势，这个电动势的值前面讲过大概是输入电压的2倍。此时如果电路中存在上面的缓冲电路，这个反电动势会通过二极管加在电容上对电容充电，而后电容上的电能再慢慢地通过电阻释放掉。
因为关系到原边变压器的电感量，这些元件的值留待变压器设计完成后再确定。
回顾一下，我这个电路设计到现在，已经有了不少内容了，看看电路图：
3.7输出侧
输出按要求一共有2组，一组是5V1A ，一组是12V6A ，基本的输出回路都是一样的，即变压器次级绕组反向端经肖特基二极管整流后输出，整流端直接接个滤波的电容。这部分电路非常简单易于理解。
但是要注意到，因为次级输出电流比较大，匝数比较少，这两组输出很难保持同时调整到合适的数值，所以一般只取其中一组输出的电压作为稳定值，另一组输出用其他方式再调整到合适的值。
我要做的这个产品关心的是12V 的电压输出，因此我选择由12V 输出反馈电压给PWM 芯片。5V 这边先输出个7.5V 再通过7805进行稳压给系统使用。
再每组输出上增加一个LED 指示电压是否输出。这是设计电路的一个好习惯，可以很直观地对电源的输出有个概念。只要有可能我总是给电路增加个LED 指示电压的存在。
3.8电压反馈电路的设计
电压反馈电路是这个电源设计的一个关键环节，在UC3844的数据手册中给出的典型应用是通过馈电绕组向芯片提供电压的反馈的，但是我还是希望能够直接从12V 电压的输出给芯片提供反馈电压，这样电压的输出就能比较直接地跟踪12V 了。
为了实现这个反馈，采用了TL431和PC817这种很典型的设计，具体的电路是这样的：
为了能清楚地看清这个反馈回路，我把芯片内部的误差放大器也画出来。
首先定性地说明这个电路工作的原理，由R3和R7组成电阻分压网络，使TL431的1脚电压与电源输出的电压相关。当由于负载消耗电能造成输出电压下降，使TL431的1脚上的
UR1100
电压低于2.5V时，TL431开始起作用并在3脚吸入电流，这样光耦PC817的发光管就会亮起来，使得PC817的光敏管一端开始导通流过电流，并在R9上形成反馈电压送到误差放大器的输入端。而误差放大器的输出又管着芯片开关输出的关断（RS触发器的R端），这样直到：
输出电压达到12V 或
开关管电流达到限制或
芯片本身限定的占空比的极限
在此之前输出的开关波形都不会关断，MOS管都会处于开通状态。至此完成电压反馈的过程，并实现当输出电压降低时加大开关波形占空比的目的。
下面是元器件参数的选择：
R3和R7，一般都是R7用精密可调电位器。R3选10K，这个很简单，不要太大也不要太小，而R7的值应该满足这个条件：
V????V?????1?R3R7?
用Vout=12V，Vref=2.5V（TL431的参考电压），R3=10K代入计算R7=2.63K；为了便于调节，选择5K的精密可调电位器。
下面是R2的值：
TL431正常工作时，3脚的电压总是2.5V，PC817的发光管的导通电压为1.2V，为了让PC817良好工作，应该在正常输出时让PC817的发光端有3mA的电流，这样就可以开始计算：
R2?V????V????V?
I??12?2.5?1.2
3?10???2.77KΩ
按E24系列有2.7K的电阻值。
在图上我还画了一个R?电阻，这是因为TL431有两种，一种必须有1mA的偏置电流，而另一种则只需要1uA。如果是用1mA的类型，在输出电压比较低（例如3V）时，可能通过PC817的电流无法满足1mA的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻为TL431提供基本的偏置电流。这个电阻的选择很简单，按1mA的电流去算就可以了。我这个电源是12V，所以实际的电路中不用这个电阻也没有问题。
在PC817的输出端，由芯片的参考电压输出提供电源。这里注意要采用射极电压输出的形式，以便保持反馈电压的相位的正确。
关键的是由误差放大器输出到反相输入端的反馈，在这里加一个电阻适当降低电路的增益，再用一个电容对信号进行相位补偿。这个部分对单端反激电源很重要，因为反激的结构使得电路很容易发生振荡，必须对反馈环路进行相位补偿以避免发生振荡。
通过数学运算或者电路仿真获得电路的传递函数是非常困难的，我不认为我能够完成这个任务。可行的方法是用网络分析仪进行开环、闭环的实际测量，例如安捷伦就出这种仪器。不过我不会为了做个百来瓦的小电源去跟老板提买台近10万元的设备的。我的方式是电源出来以后，通过更换不同值的电容直到电路在各种条件下都不振荡……穷苦人啊。
除了这种补偿形式，还有其他的两种补偿方式，可以在各种开关电源的书籍上找到，但是我这里用这种补偿就挺好的了。
3.9软启动
最后，我要给电源加上一个绝对必要的保护手段：软启动。将下图连接到芯片的1脚将使电源获得软启动的功能。
芯片输出的开关波形受到芯片1脚上电压的限制，将这个电路连接到1脚后，1脚上的电压就被C21上的电压所箝位。C21是在芯片开始工作，有了参考电压输出以后再通过一个1MΩ的电阻充电，这样直到C21上的电压达到4.1V之前，都会对芯片的开关波形有影响。
例如上面电路C21充电到4.1V用时大约是80ms，也就是说电源的输出是在80ms内平稳上升的，这样可以避免在电源刚开始工作时，由于没有电压反馈，而造成芯片以大占空比工作而导致的输出过冲；此外如果负载短路使得芯片保护而Vref消失，此时C21通过电容D10迅速放电，并在Vref恢复后再次开始软启动的过程。这样在负载短路时电路就会处于所谓的“打嗝”状态而受到保护。
至此电源的原理设计就基本完成了，注意我没有对12V输出的电流进行检测和保护，这是不应该忽略的，尽管负载短路会使得输出电压为零并使得芯片处于打嗝状态，但是如果正好使输出电流较大但又不至于使芯片保护呢？电源会一直工作在最大占空比的状态，最终烧毁变压器、次级整流二极管等，一旦这些部件烧毁，那芯片开关管也会随它们一起去的……
标准的保护方法是对输出电流进行采样，并把采样值放大后通过光耦反馈到芯片的1脚上去，一旦电流超过限定值就把1脚的电压拉倒到地上，从而关掉开关波形的输出。
不过我打算用个偷懒的办法看看，在输出回路加个自恢复保险丝看看先。
那么电路就是这样了，接下来要进入开关变压器的设计计算环节。
4、变压器设计
变压器设计永远是开关电源设计的门槛，能独立设计变压器，才算进了开关电源设计的门啊。这里我不打算详细地介绍原理，只用直接的方式给出变压器设计工作的流程和相关的公式。
首先是流程：
以下分别介绍：
步骤1：确定输出功率，最小输入电压，和占空比。输出功率要适当考虑电源的效率，如果最为试验当然可以追求很高的效率，但是作为量产的电源把效率设置在75%～80%还是比较合理的；最小输入电压要为输入电压的波动留足够的空间，占空比前面讲过，选45%。
据此，可以由公式1计算出原边的峰值电流。
公式1：
I???2?P
q?U
当峰值电流决定后，限流电阻也就可以确定，芯片限流的比较值是1V：
公式2：
R?1.0V I
??
步骤2：确定电源的工作频率，公式由UC3844的数据手册查到，注意对于UC3844，开关的频率是振荡器频率的一半。
公式3：
这里实际是个循环的过程，先选定电容值（电阻值的规格较多，比较好配）；然后按照目标频率计算电阻值，在根据计算出来的电阻值选择接近的能买到的电阻，然后再反算能够实现的频率值，最为实际数值进行应用。
步骤3：计算原边电感量
有了原边峰值电流Ipk、最小电压U、占空比q和工作频率f，就可以计算出变压器的原边电感量：
公式4：
L?U?q
I???f
步骤4选定磁芯，计算原边匝数和气隙。气隙是必须的，否则变压器很容易就会饱和，一旦变压器饱和，那么接下来就是焰火秀了。
因为国产磁芯基本没有数据可以查，所以我不得不查询TDK的磁芯数据。经过很多设计、计算后，大概地对多大功率的电源需要多大的磁芯会有个概念，例如采用EI型磁芯，100W 的电源一般要40mm左右的磁芯，可以以此为开始选择的参考。如果对电源磁芯要多大没有概念，那么就要多算几遍，由于可以用电脑帮助计算，这个过程也不是很郁闷。
这里我用40mm的EI磁芯作为例子说明如何查找计算所需的数据。
首先在TDK的网站上找到这个文档：
查找EI40磁芯的数据，得到：
再找到这个文档，在这个概要文档里查到PC40材质的说明：
接下来计算气隙长度：
公式5（这是一个近似公式）：
l????0.4πLI???
B????A?
在这个公式中：
L是前面计算出来的原边电感量；
Ipk是原边电流峰值；
Bmax是设计最大磁通量，一般取饱和磁通的30%，在PC40材质表里可以查到60℃时这个值是450mT，所以这里用150mT计算；
Ae就是EI40磁芯数据中的有效截面积；
这样计算得到的气隙长度lgap实际上是个近似值，要精确的话可以用加以计算。
l????l??l?μ
在上面的公式中，lm是公式5计算得到的气隙值，le是EI40数据里的实效磁路长度，μ是PC40材质表里查到的初始磁导率。
这样就可以计算出气隙的长度。这个长度计算出来后，要考虑它的合理性，第一不能太小，小于0.2mm的话就很难实现；也不能太大，太大的话漏感的问题很严重。我一般会控制这个气隙在0.8mm以内。另外稍微想一下就会明白，由于磁芯的结构，把磁芯垫起一处，会得到双倍的气隙长度，实际绕制变压器的时候不要忘了这个问题。
在算好了气隙长度后，就可以计算变压器原边的匝数：
公式6：
N??B????10??l???
0.4?π?I??
步骤五：决定副边电压Uout并计算副边匝数，这里假设整流二极管的压降是1V，电源输入电压最小值是Uin。
公式7：
N??N???U????1???1?q?
q?U??
步骤六：选择原副边的导线规格并试算绕制可行性。
首先是导线规格，第一规则是太细的导线不好绕，太粗的也一样；其次应该按照每1mm2导线可以导通2.5A~3A的原则选取导线，如果按照这个规则选的导线太细，那么可以直接用粗一点的，如果选出的导线太粗，则应该多股并绕。
也许有人说每1mm2的导线可以通过5A的电流，也许把导线抻直放在通风良好的环境里可以，但绕成变压器再用绝缘材料层层包裹后，还是用小点的数为妙。
选好导线，就可以算一算骨架上是否能绕下这些线，绕的话会绕成什么样，比如要避免初级线圈绕到骨架的半中腰就够数了，然后不得不直接折回来这样的情况。由于次级一般匝数比较少，所以好办些，可以初级绕成这样就太失败了。
此外初级和次级的线径不要相差太多，要不线和线会卡在一起越绕越难看。这种问题很多，如果通过简单的重新选取线径无法解决，甚至要考虑重新选择磁芯和电源的工作频率以改变原边匝数来配合解决。
利用电脑来解决问题：
随同本文一起我会发布一个EXCEL表格，其中集成了上面的全部运算步骤。只要按照需要填写表格中绿色的部分，就可以轻松的完成所有的运算工作，从而可以详细地进行重复的计算，最后为变压器的设计选定最理想的方案。如果你充分了解了上面的计算过程，也许能够把这个EXCEL表格编成应用程序，得到更好的使用感受。
PCB设计
完成变压器的设计，终于可以送一口气，回到熟悉的电子的世界。下面做PCB设计。
设计PCB首先建议有条件的情况下采用双显示器的电脑。这样可以在进行元件布局的时候很方便的参考原理图，提高效率很多。（下图左边是在PCB编辑，而右边的显示器显示原理图）
在布局时参考原理图的设计，使元件的布局符合原理图的设计要求。
为了良好布局，首先观察原理图，将原理图所描述的电路按照功率、功能划分成块，分别进行考虑。
在确定了像上面那样的分块后，在元件布局时也体现这个规律。
首先放下输入插头和整流、滤波元件。把整理桥，电容靠近PCB 边缘放置，以便更好的散热。然后再按顺序摆下变压器、开关管、限流电阻和缓冲电路。
这样主功率回路的元件就基本就位了，电流流向关系也很顺畅。接下来是信号部分。首先光耦可以和变压器并排排好，留下原、副边隔离的距离，然后让芯片尽量靠近开关管和光耦放置。在光耦和芯片基本就位以后，再按照原理图摆下其他的元件。完成时基本是这个样子的：
副边元件的摆放更简单，很快就完成了。
功率回路的线走好。
功率回路线路很清晰，没有跟别的相纠结，然后给芯片供电的走线。
在这里芯片的起始供电是从滤波电容的引脚上单独引出，与馈电绕组的输出在电容C10的两端汇合，再供给芯片。这样首先将芯片的信号地与主回路的功率地在输入滤波电容处进
行单点共地，而在后面的布线中，芯片的信号地将全部以芯片的地引脚为准。
由于元件布局比较理想，类似上面的布线可以在数分钟内完成。
这只是介绍布线的原则和思维方式，最后根据实际需要还要做一些布线的修饰工作。最
后完成的PCB是类似这个样子的：
首先在功率回路里用填充块的方式代替了固定宽度的走线，其次是通过调整走线，在芯片的下方完整的铺设了2层铜皮，并用12个过孔将上下两层铜皮连接起来。这样在过完波峰焊所有过孔被封堵后，就形成了一小块平坦的地平面，但愿这样可以让芯片工作的更稳定，散热更好。
OK,在调整完成后，下板咯。
电源的调试
在将焊好的电源板通上AC220前，还有一些简单的调试。
在输出端接入设计的电压，将TL431的1脚的电压调整到2.5V；
2019年反激式开关电源设计大全
2019年反激式开关电源设计大全
前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:
UCC38C43隔离单端反激式开关电源电路图
UC3842/UC3843隔离单端反激式开关电源电路 图 开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛应用。传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，而近年电流型PWM技术得到了飞速发展。相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得以明显改善，特别是其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路变得简单可靠。 电流型PWM集成控制器已经产品化，极大推动了小功率开关电源的发展和应用，电流型PWM控制小功率电源已经取代电压型PWM控制小功率电源。Unitrode公司推出的UC3842系列控制芯片是电流型PWM控制器的典型代表。 DC/DC转换器 转换器是开关电源中最重要的组成部分之一，其有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。
图1 电路结构图 电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器 次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD 导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。M1导通与截止的等效拓扑如 图2所示。 图2 M1导通与截止的等效拓扑 电流型PWM 与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一 个电感电流反馈环节，并以此电流反馈作为PWM所必须的斜坡函数。 下面分析理想空载下电流型PWM电路的工作情况(不考虑互感)。电路如图3所示。 设V导通，则有 L·diL/dt = ui (1) iL以斜率ui/L线性增长，L为T1原边电感。经无感电阻R1采样 Ud=R1·iL送到脉宽比较器A2与Ue比较，当Ud>Ue，A2输出高电平，送到RS锁存器 的复位端，此时或非门的两个输入中必有一个高电平，经过或非门输出低电平关断功率开
单端反激开关电源方案
反激式开关电源变压器的设计 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。 设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V 到265V ，输出5V ，2A 的电源，开关频率是100KHZ 。 第一步，选定原边感应电压V OR 这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流： I 升=V S *Ton/L 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流： Ｉ降=V OR *T OFF /L 这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有： V S *T ON /L=V OR *T OFF /L 即上升了的等于下降了的，懂吗？好懂吧!上式中可以用Ｄ来代替T ON ，用(１－Ｄ)来代替T OFF 。移项可得： 图一
单端反激式开关电源-主电路设计
摘要开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制、IC 和MOSFET构成。 本设计在大量前人设计开关电源的的基础上，以反激式电路的框架，用TOP244Y 构成12V、2.5A开关电源模块,通过整流桥输出到高频变压器一次侧，在二次侧经次级整流滤波输出。输出电压经采样与TL431稳压管内部基准电压进行比较，经过线性光偶合器PC817改变TOP244Y的占空比,从而使电路能直流稳压输出。 关键词开关电源；脉冲宽度调制控制；高频变压器；TOP244Y ABSTRACT Switching power supply is the use of modern electronic technology, control switching transistor turn-on and turn-off time ratio of the output voltage to maintain a stable power supply, switching power supply generally by the pulse width modulation (PWM) control,IC and MOSFET form. The design of a large number of predecessors in the switching power supply design based on the flyback circuit to the framework, using TOP244Y constitute a 12V, 2.5A switching power supply module, through the rectifier bridge output to high-frequency transformer primary side, the secondary side by the time level rectifier output. TL431 by sampling the output voltage regulator with an internal reference voltage comparison, after a linear optical coupler PC817 change TOP244Y duty cycle, so the circuit can be DC regulated output. Keyword Switching Power Supply；PWM Control；high frequency transformer；TOP244Y 目录 前言 (3) 1.反激式PWM高频开关电源的工作原理 (4)
反激式开关电源原理
反激式开关电源原理 反激式开关电源是指使用反激高频变压器隔离输入输出回路的开关电源. "反激"(FL Y BACK)的具体所指是当输入为高电平(开关管接通)时输出线路中串联的电感为放电状态,相反当输入为高电平(开关管断开)时输出线路中的串联的电感为充电状态. 与之相对的是"正激"(FORWARD)式开关电源,当输入为高电平(开关管接通)时输出线路中串联的电感为充电状态,相反当输入为高电平(开关管断开)时输出线路中的串联的电感为放电状态,以此驱动负载. 电机配导线（电机一个千瓦大约2A） "1.5加二，2.5加三" "4后加四，6后加六" "25后加五，50后递增减五" "百二导线，配百数" 该口诀是按三相380V交流电动机容量直接选配导线的。"1.5加二"表示1.5mm2的铜芯塑料线，能配3.5kW的及以下的电动机。由于4kW 电动机接近3.5kW的选取用范围，而且该口诀又有一定的余量，所以在速查表中4kW以下的电动机所选导线皆取1.5mm2。"2.5加三"、"4后加四"，表示2.5mm2及4mm2的铜芯塑料线分别能配5.5kW、8kW电动机。"6后加六"，是说从6mm2的开始，能配"加大六"kW的电动机。即6mm2的可配12kW，选相近规格即配1lkW电动机。10mm2可配16kW，选相近规格即配15kW电动机。16mm2可配22kW电动机。这中间还有18.5kW电动机，亦选16mm2的铜芯塑料线。"25后加五"，是说从25mm2开始，加数由六改为五了。即25mm2可配30kW的电动机。35mm2可配40kW，选相近规格即配37kW电动机。"50后递增减五"，是说从50mm2开始，由加大变成减少了，而且是逐级递增减五的。即50mm2可配制45kW电动机(50-5)。70mm2可配60kW(70-10)，选相近规格即配备55kW 电动机。95mm2可配80kW(95-15)，选相近规格即配75kW电动机。"百二导线，配百数"，是说120mm2的铜芯塑料线可配1OOkW电动机，选相规格即90kW 电动机。2．电动机配用导线的对表速查例如一台Y180L-4、22kW电动机，从速查表查得应配BV型16mm2的铜芯塑料线。七、有关使用速查表的几项说明1．表中所列电动机为Y系列380V/50Hz三相异步电动机，对于其它系列电动机，只要额定电压和频率相符，额定电流相接近，也可参考使用。2．选用的BV型铜芯塑料线截面，是以水泥厂供用电距离在200m及以下，年运行时问7000～8000h，以降低线路损耗节电效益显著等条件考虑的。如果供电距离大于200m，则需要按常规的导线选用设计条件(如发热条件、电压损耗条件、经济电流密度、机械强度)，另行设计计算。如果采用BLV型塑料铝芯线，其规格要降一级选用。即2.5mm2铝芯线可代替1.5mm2铜芯线，4mm2铝芯线可代替2.5mm2铜芯线……，其它依此类推。 热继电器配置 一般情况下，可选用两相结构热继电器，但当三相电压的均衡性较差，工作环境恶劣或无人看管的电动机，宜选用三相结构的热继电器。对于三角形接线的电动机，应该选用带断相保护装置的热继电器。 ２、热继电器额定电流选择。
反激式开关电源设计的思考(一到五)
反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:
(完整版)单端反激式开关电源的设计..
《电力电子技术》 课程设计报告 题目：单端反激式开关电源的设计学院：信息与控制工程学院
一、课程设计目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力； 二、课程设计的要求与内容 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率 的反激式开关电源。我设计的是一个输入190V，输出9V/1.1A的反激式开关电源，要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算,完成电路的焊接任务。有条件的可以用protel99 SE进行PCB电路板的印制。 三、设计原理 1、开关型稳压电源的电路结构 （1）按驱动方式分，有自激式和他激式。 （2）按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。 （3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。 （4）按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式； ③PWM与PFM混合式。 DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。 DC/DC变换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。
图1 电路结构图 电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I 流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。 图2 M1导通与截止的等效拓扑 2、反激变换器工作原理 基本反激变换器如图3所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作如下： （1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图 3（a）所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负 载提供能量，而原边则从电源吸收能量，储存于磁路中。 （2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，故VD1正偏而导通，
反激式变压器开关电源电路参数计算(精)
反激式变压器开关电源电路参数计算 反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样，主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。1-7-3-1．反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算前面已经详细分析，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，但由于电容充、放电的曲率都非常小，所以，把图1-19反激式变压 反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样，主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。 1-7-3-1．反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算 前面已经详细分析，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，但由于电容充、放电的曲率都非常小，所以，把图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容两端电压的充、放电波形画成了锯齿波，这也相当于用曲率的平均值来取代曲线的曲率，如图1-26所示。 图1-26中，uo是变压器次级线圈输出波形，Up是变压器次级线圈输出电压正半周波形的峰值，Up-是变压器次级线圈输出电压负半周波形的峰值，Upa是变压器次级线圈输出电压波形的半波平均值，uc是储能滤波电容两端的电压波形，Uo是反激式变压器开关电源输出电压的平均值，i1是流过变压器初级线圈的电流，i2是流过变压器次级线圈的电流，Io是流过负载两端的平均电流。 从图1-26可以看出，反激式变压器开关电源储能滤波电容充、放电波形与图 1-7反转式串联开关电源储能滤波电容充、放电波形（图1-8-b））基本相同，只是极性正好相反。因此，图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算方法与图1-7反转式串联开关电源储能滤波电容参数的计算方法完全相同。反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算，除了参考图1-7以外，还可以参考前面串联式开关电源或反转式串联开关电源中储能滤波电容参数的计算方法，同时还可以参考图1-6中储能滤波电容C的充、放电过程。 从图1-26中可以看出，反激式变压器开关电源与反转式串联开关电源中的储能电感一样，仅在控制开关K关断期间才产生反电动势向负载提供能量，因此，即使是在占空比D等于0.5的情况下，储能滤波电容器充电的时间与放电的时间也不相等，电容器充电的时间小于半个工作周期，而电容器放电的时间则大于半个工作周期，但电容器充、放电的电荷是相等的，即电容器充电时的电流大于放电时的电流。
反激开关电源原理
星期一, 05/11/2009 - 09:42 —陶显芳 1-7．反激式变压器开关电源 反激式变压器开关电源工作原理比较简单，输出电压控制范围比较大，因此，在一般电器设备中应用最广泛。 1-7-1．反激式变压器开关电源工作原理 所谓反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。 图1-19-a是反激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-19-a中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。图1-19-b是反激式变压器开关电源的电压输出波形。 把图1-19-a与图1-16-a进行比较，如果我们把图1-16-a中开关变压器次级线圈的同名端对调一下，原来变压器输出电压的正、负极性就会完全颠倒过来，图1-19-b所示的电压输出波形基本上就是从图1-16-b的波形颠倒过来的。不过，因为图1-16-b的波形对应的是纯电阻负载，而图1-19-b的负载是一个储能滤波电容和一个电阻并联。由于储能滤波电容的容量很大，其两端电压基本不变，变压器次级线圈输出电压uo相当于被整流二极管和输出电压Uo进行限幅，因此，图1-16-b中输出电压uo的脉冲尖峰完全被削除，被限幅后的剩余电压幅值正好等于输出电压Uo的最大值Up，同时也等于变压器次级线圈输出电压uo的半波平均值Upa。
下面我们来详细分析反激式变压器开关电源的工作过程(参考图1-20)。 图1-19-a中，在控制开关K接通的Ton期间，输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电，初级线圈N1绕组有电流i1流过，在N1两端产生自感电动势的同时，在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势，但由于整流二极管的作用，没有产生回路电流。相当于变压器次级线圈开路，变压器次级线圈相当于一个电感。因此，流过变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流，变压器初级线圈N1绕组两端产生自感电动势可由下式表示： e1 = L1di/dt = Ui —— K接通期间(1-98) 或 e1 = N1dф/dt = Ui —— K接通期间(1-99) 上式中，e1为变压器初级线圈N1绕组产生的自感电动势，L1是变压器初级线圈N1绕组的电感，N1为变压器初级线圈N1绕组线圈绕组的匝数，ф为变压器铁心中的磁通。对(1-98)和(1-99)式进行积分，由此可求得： i1 =Ui*t/L1 ＋i(0) —— K接通期间(1-100) ф=Ui*t/N1 ＋ф (0) —— K关断瞬间(1-101) 上式中，i1是流过变压器初级线圈N1绕组的电流，ф为变压器铁心中的磁通；i1(0)为变压器初级线圈中的初始电流，即：控制开关刚接通瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流；ф(0)为初始磁通，即：控制开关刚接通瞬间变压器铁心中的磁通。当开关电源工作于输出临界连续电流状态时，这里的i1(0)正好0，而ф(0)正好等于剩磁通S?Br。当控制开关K将要关断，且开关电源工作于输出电流临界连续状态时，i1和均达到最大值： i1m =Ui*Ton/L1 —— K关断瞬间(1-102)
超详细的反激式开关电源电路图讲解
反激式开关电源电路图讲解 一，先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二，重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图 一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1
图1，反激开关电源框图 四，原理图 图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图
五，保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类：快断、慢断、常规 计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值 六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻 图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。
单端反激式开关电源(毕业设计)
目录 摘要 (2) 第一章开关电源概述 (1) 1.1 开关电源的定义与分类 (1) 1.2 开关电源的基本工作原理与应用 (1) 1.2.1 开关电源的基本工作原理 (1) 1.2.2 开关电源的应用 (2) 1.3 开关电源待解决的问题及发展趋势 (5) 1.3.1 开关电源待解决的问题 (5) 1.3.2 开关电源的发展趋势 (5) 第二章设计方案比较与选择 (7) 2.1 本课题选题意义 (7) 2.2 方案的设计要求 (7) 2.3 选取的设计方案 (8) 第三章反激式高频开关电源系统的设计 (9) 3.1 高频开关电源系统参数及主电路原理图 (9) 3.2 单端反激式高频变压器的设计 (10) 3.2.1 高频变压器设计考虑的问题 (10) 3.2.2 单端反激式变压器设计 (11) 3.3 高频开关电源控制电路的设计 (15) 3.3.1 PWM 集成控制器的工作原理与比较 (15) 3.3.2 UC3842工作原理 (17) 3.3.3 UC3842的使用特点 (18) 3.4 反馈电路及保护电路的设计 (19) 3.4.1 过压、欠压保护电路及反馈 (19) 3.4.2 过流保护电路及反馈 (19) 3.5变压器设计中注意事项 (20) 第四章总结 (21) 参考文献 (23) 致谢 ............................................................................................................................ 错误！未定义书签。
反激式开关电源设计资料.doc
反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能
量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。
第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为
单端反激式开关电源
交流异步电动机变频调速原理： 变频器是利用电力半导体器件的通断作用把电压、频率固定不变的交流电变成电压、频率都可调的交流电源。 现在使用的变频器主要采用交—直—交方式（VVVF变频或矢量控制变频），先把工频交流电源通过整流器转换成直流电源，然后再把直流电源转换成频率、电压均可控制的交流电源以供给电动机。 变频器主要由整流（交流变直流）、滤波、逆变（直流变交流）、制动单元、驱动单元、检测单元微处理单元等组成的。 交-直部分 整流电路：由VD1-VD6六个整流二极管组成不可控全波整流桥。对于380V的额定电源，一般二极管反向耐压值应选1200V，二极管的正向电流为电机额定电流的1.414-2倍。 （二）变频器元件作用 电容C1： 是吸收电容,整流电路输出是脉动的直流电压，必须加以滤波， 变压器是一种常见的电气设备，可用来把某种数值的交变电压变换为同频率的另一数值的交变电压，也可以改变交流电的数值及变换阻抗或改变相位。 压敏电阻： 有三个作用,一过电压保护,二耐雷击要求,三安规测试需要. 热敏电阻：过热保护
霍尔: 安装在UVW的其中二相,用于检测输出电流值。选用时额定电流约为电机额定电流的2倍左右。 充电电阻： 作用是防止开机上电瞬间电容对地短路，烧坏储能电容开机前电容二端的电压为0V；所以在上电（开机）的瞬间电容对地为短路状态。如果不加充电电阻在整流桥与电解电容之间，则相当于380V电源直接对地短路，瞬间整流桥通过无穷大的电流导致整流桥炸掉。一般而言变频器的功率越大，充电电阻越小。充电电阻的选择范围一般为：10-300Ω。 储能电容： 又叫电解电容，在充电电路中主要作用为储能和滤波。PN端的电压电压工作范围一般在430VDC～700VDC 之间，而一般的高压电容都在400VDC左右，为了满足耐压需要就必须是二个400VDC的电容串起来作800VDC。容量选择≥60uf/A 均压电阻：防止由于储能电容电压的不均烧坏储能电容；因为二个电解电容不可能做成完全一致，这样每个电容上所承受的电压就可能不同，承受电压高的发热严重（电容里面有等效串联电阻）或超过耐压值而损坏。 C2电容; 吸收电容,主要作用为吸收IGBT的过流与过压能量。 （2）直-交部分 VT1-VT6逆变管（IGBT绝缘栅双极型功率管）：构成逆变电路的主要器件，也是变频器的核心元件。把直流电逆变频率，幅值都可调的交流电。 VT1-VT6是续流二极：作用是把在电动机在制动过程中将再生电流返回直流电提供通道并为逆变管VT1-VT6在交替导通和截止的换相过程中，提供通道。（3）控制部分:电源板、驱动板、控制板（CPU板） 电源板：开关电源电路向操作面板、主控板、驱动电路、检测电路及风扇等提供低压电源，开关电源提供的低压电源有：±5V、±15V 、±24V向CPU其附属电路、控制电路、显示面板等提供电源。 驱动板：主要是将CPU生成的PWM脉冲经驱动电路产生符合要求的驱动信号激励IGBT输出电压。 控制板（CPU板）：也叫CPU板相当人的大脑，处理各种信号以及控制程序等部分 [注:再次整流（直流变交流）--->更贴切的叫法是逆变!在这里感谢蔡工给我们编辑们提的意见!也欢迎大家多给我们编辑组提出更多宝贵的意见和建议!mym(2005.08.23) ]
反激式开关电源变压器是这么计算的
反激式开关电源变压器是这么计算的 于法拉弟电磁感应定律,这个定律是在一个铁心中，当磁通变化的时候， 其会产生一个感应电压，这个感应电压=磁通的变化量/时间T 再乘以匝数比,把 磁通变化量换成磁感应强度的变化量乘以其面积就可以推出上式来，NP=90*4.7 微秒/32 平方毫米*0.15,得到88 匝0.15 是选取的值，算了匝数，再确定线径， 一般来说电流越大线越热，所以需要的导线就越粗，需要的线径由有效值来 确定，而不是平均值。上面已经算得了有效值，所以就来选线，用0.25 的线就 可以，用0.25 的线，其面积是0.049 平方毫米，电流是0.2 安，所以其电流密度是4.08，一般选定电流密度是4 到10 安第平方毫米。若是电流很大，最好 采用两股或是两股以上的线并绕，因为高频电流有趋效应，这样可以比较好。 第六步，确定次级绕组的参数、圈数和线径。 原边感应电压，就是一个放电电压，原边就是以这个电压放电给副边的， 看上边的图，因为副边输出电太为5V，加上肖特基管的压降，就有5.6V，原 边以80V 的电压放电，副边以5.6V 的电压放电，那么匝数是多少呢？当然其遵守变压器那个匝数和电压成正比的规律，所以副边电压=NS*(UO+UF) /VOR，其中UF 为肖特基管压降，这个副边匝数等于88*5.6/80，得6.16,整取6 匝，再算副边的线径，当然也就要算出副边的有效值电流，下图是副边电流 的波形，有突起的时间是1-D，没有突起的是D，刚好和原边相反，但其KRP 的值和原边相同，这个峰值电流就是原边峰值电流乘以其匝数比，要比原 边峰值电流大数倍。 第七步，确定反馈绕组的参数。 反馈是反激的电压，其电压是取自输出级的，所以反馈电压是稳定的，TOP
单端反激开关电源
因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！ 反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。 先学习下Buck-Boost变换器 工作原理简单介绍下 1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！ 2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！ 3.接着开始下个周期！ 从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！ 根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！ 根据伏秒法则 Vin*Ton=Vout*Toff Ton=T*D Toff=T*（1-D）
代入上式得 Vin*D=Vout*（1-D） 得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D） 看下主要工作波形 从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）； 再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm模式）。 如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！
从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。 把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器！ 还是和上边一样，先把原理大概讲下：
一款基于UC3842的单端反激式开关电源的设计
一款基于UC3842的单端反激式开关电源的设计 164908060( 楼主 ) 2013-8-31 11:00:32只看该作者 981 | 21 倒序浏览引言 电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。 UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。 电路设计和原理 1 UC3842工作原理 UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图如图l所示。其中脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。脚3是电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。脚4外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容，决定振荡频率，基准电压VREF为0.5V。输出电压将决定变压器的变压比。由图1可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部2.5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。
20w单端反激式开关电源课件
电子综合设计与制作课程设计(论文) 20w单端反激式开关电源设计 院（系）名称电子与信息工程学院 专业班级电子122 学号120404063 学生姓名卡拉卡提 指导教师孙福明 起止时间：2014.12.15—2014.12.26
课程设计（论文）任务及评语 院（系）：电子与信息工程学院教研室：电子信息工程
摘要 近年来，随着电力电子技术的发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化﹑继承化的方向发展，高效率的开关电源已经得到了越来越广泛的应用，单端反激式电路以其简单，可以高效提供直流输出等诸多优点，特别适合设计小功率的开关电源。开关电源是利用现代电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）和MOSFET 构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。开关电源比普通的线性电源效率高，开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。 本文介绍了一种单端反激式单片开关电源的设计方法。该开关电源输入电压单相170~ 260V，输入交流电频率45~65HZ,输出直流电压12V恒定,输出直流电流2A，最大功率：25W，可获得高质量的稳压输出。参照给定的该电源的技术参数，设计了该开关电源的滤波、整流、逆变等电路。详细的给出了开关电源高频变压器的设计方法，文中给出了主电路图，通过基本计算，选择控制电路和保护电路的结构以及变压器的变比及容量。本文重点介绍该电源的设计思想，工作原理及特点。 关键词：开关电源；反激电路；脉宽调制
目录 第1章绪论 (1) 1.1开关电源技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (1) 第2章需求分析 (1) 2.1调研情况 (1) 2.2开关电源种类 (1) 2.3 单端反激式开关电源 (1) 2.4 开关稳压电源的电路原理框图 (2) 2.5调宽式开关稳压电源的基本原理 (3) 2.6开关电源的两种工作模式 (4) 第3章系统设计 (5) 3.1系统总体结构设计 (5) 3.2具体电路设计 (5) 3.2.1整流部分 (5) 3.2.2控制设计 (6) 3.2.3保护电路设计 (7) 3.3元器件型号选择 (7) 3.3.1 EMI滤波电路 (7) 3.3.2整流电路 (8) 3.3.3控制电路 (8) 3.4驱动电路 (8) 第4章课程设计总结 (10) 参考文献 (11)
什么样的电路是单端反激
单位的项目需要一个开关电源，而产品空间的设计又导致无法使用市售的成品电源，于是我就领到了这个设计开关电源的任务。 这个任务的内容是设计一款220V AC网电源输入，带有5V500mA，12V6A输出的隔离式开关电源，对效率、纹波等其他的要求不高。 1、电源的主回路 1.1什么样的电路是单端反激 如图一所示的电路构成的电源电路就是常说的单端反激开关电源。 基本工作原理 简单说就是当Q1开通时，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；Q1关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经D1整流、C2滤波后供负载使用。（插基本原理示意图） 1.2单端反激电源的优点 首先这个结构是与网电隔离的（国外的资料一般叫离线式）安全性好；这种结构相对简单，比较好做； 通过改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整； 1.3单端反激电源的限制 最大的限制就是输出功率咯，一般就是几十瓦或者百来瓦。有这个限制的原因是这种电路结构的输出功率取决于通过变压器原边的电流峰值，而这个峰值跟原边的电感量（还有开关频率、占空比等其他因素），如果想把电源的功率做的很大，那么变压器的电感量会小到跟分布参数接近，最后没办法成功的绕出一个合适的变压器来。 所以在设计电源一开始的时候，应该对要设计的电源功率有一个规划，资料上的说法是如果设计功率在100W以内那么可以采用单端反激的结构，否则应该考虑单端正激的结构。 这一次我要设计电源大概是80瓦的，所以我选择了单端反激的结构。 另一个限制是占空比，单端反激的结构中，开关信号的占空比一般不超过45%。这是因为在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为：