全桥-半桥-推挽-正激-反激的优缺点比较及应用场合分析
全桥,半桥,推挽,正激,反激的优缺点比较及应用场
合分析
优缺点比较
一、全桥式开关电源的优点和缺点
1、全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高
全桥式变压器开关电源与推挽式变压器开关电源一样，由于两组开关器件轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，仅需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。
2、全桥式开关电源的优点是开关管的耐压值特别的低
全桥式变压器开关电源最大的优点是，对4个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半。因为，全桥式变压器开关电源4个开关器件分成两组，工作时2个开关器件互相串联，关断时，每个开关器件所承受的电压，只有单个开关器件所承受电压的一半。其最高耐压等于工作电压与反电动势之和的一半，这个结果正好是推挽式变压器开关电源两个开关器件耐压的一半。
3、全桥式变压器开关电源主要用于输入电压比较高的场合
在输入电压很高的情况下，采用全桥式变压器开关电源，其输出功率要比推挽式变压器开关电源的输出功率大很多。因此，一般电网电压为交流220伏供电的大功率开关电源大部分都是使用全桥式变压器开关电源。而在输入电压较低的情况下，推挽式变压器开关电源的输出功率又要比全桥式变压器开关电源的输出功率大很多。
4、全桥式变压器开关电源的电源利用率比推挽式变压器开关电源的电源利用率低一些
因为2组开关器件互相串联，两个开关器件接通时总的电压降要比单个开关器件接通时的电压降大一倍；但比半桥式变压器开关电源的电源利用率高很多。因此，全桥式变压器开关电源也可以用于工作电源电压比较低的场合。
5、
与半桥式开关电源一样，全桥式变压器开关电源的变压器初级线圈只需要一个绕组，这也是它的优点，这对小功率开关电源变压器的线圈绕制多少带来一些方便。但对于大功率开关电源变压器的线圈绕制没有优势，因为，大功率开关电源变压器的线圈需要用多股线来绕。
6、
全桥式变压器开关电源的缺点主要是功率损耗比较较大，因此，全桥式变压器开关电源不适宜用于工作电压较低的场合，否则工作效率会很低。另外，全桥式变压器开关电源中的4个开关器件连接没有公共地，与驱动信号连接比较麻烦。
7、全桥式开关电源会出现半导通区，损耗大。
全桥式开关电源最大的缺点是，当两组控制开关K1、K4和K2、K3处于交替转换工作状态的时候，4个开关器件会同时出现一个很短时间的半导通区域，即两组控制开关同时处于接通状态。这是因为开关器件在开始导通的时候，相当于对电容充电，它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程。
当两组开关器件分别处于导通和截止过渡过程时，即两组开关器件都处于半导通状态时，相当于两组控制开关同时接通，它们会造成对电源电压产生短路；此时，在4个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。因此，在4个控制开关K1、K4和K2、K3同时处于过渡过程期间，4个开关器件将会产生很大的功率损耗。为了降低控制开关过渡过程产生的损耗，一般在全桥式开关电源电路中，都有意让两组控制开关的接通和截止时间错开一小段时间。
二、半桥式开关电源的优点和缺点
1、半桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高
半桥式变压器开关电源与推挽式变压器开关电源一样，由于两个开关管轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，半桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，仅需要很小的滤波电感和电容，其输出电压纹波和电流纹波就可以达到非常小。2、半桥式开关电源的开关管的耐压值比较低。
半桥式变压器开关电源最大的优点是，对两个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半。因为，半桥式变压器开关电源两个开关器件的工作电压只有输入电源Ui的一半，其最高耐压等于工作电压与反电动势之和，大约是电源电压的两倍，这个结果正好是推挽式变压器开关电源两个开关器件耐压的一半。因此，半桥式变压器开关电源主要用于输入电压比较高的场合，一般电网电压为交流220伏供电的大功率开关电源大部分都是用半桥式变压器开关电源。3、
半桥式开关电源的变压器初级线圈只需要一个绕组，这也是它的优点，这对小功率开关电源变压器的线圈绕制多少带来一些方便。但对于大功率开关电源变压器的线圈绕制没有优势，因为，大功率开关电源变压器的线圈需要用多股线来绕制。
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半桥式变压器开关电源的缺点主要是电源利用率比较低，因此，半桥式变压器开关电源不适宜用于工作电压较低的场合。另外，半桥式变压器开关电源中的两个开关器件连接没有公共地，与驱动信号连接比较麻烦。
5、半桥式开关电源会出现半导通区，损耗大。
半桥式开关电源最大的缺点是，当两个控制开关K1和K2处于交替转换工作状态的时候，两个开关器件会同时出现一个很短时间的半导通区域，即两个控制开关同时处于接通状态。这是因为开关器件
在开始导通的时候，相当于对电容充电，它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程。
当两个开关器件分别处于导通和截止过渡过程时，即两个开关器件都处于半导通状态时半导通状态时，相当于两个控制开关同时接通，它们会造成对电源电压产生短路；此时，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。因此，在两个控制开关K1和K2同时处于过渡过程期间，两个开关器件将会产生很大的功率损耗。为了降低控制开关过渡过程产生的损耗，一般在半桥式开关电源电路中，都有意让两个控制开关的接通和截止时间错开一小段时间。
6、
单电容半桥式变压器开关电源比双电容半桥式变压器开关电源节省一个电容器，这是它的优点。另外，单电容半桥式变压器开关电源刚开始工作的时候，输出电压差不多比双电容半桥式变压器开关电源是输出电压高一倍，这种特点最适用于作为荧光灯电源，例如，节能灯或日光灯以及LCD显示屏的背光灯等。
荧光灯一般开始点亮的时候需要很高的电压，大约几百伏到几千伏，而点亮以后工作电压才需要几十伏到1百多伏，因此，几乎所有的节能灯无一不是使用单电容半桥式变压器开关电源。
三、推挽式开关电源的优点和缺点
1、推挽式开关电源输出电流瞬态响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源。
由于推挽式开关电源中的两个控制开关轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个周期之内都向负载提供功率的输出，因此，其输出电流瞬态响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源。它在输入电压很低的情况下，仍然能维持很大的输出功率，所以推挽式开关电源被广泛的应用于低输入电压的DC/AC逆变器，活DC/DC转换器电路中。
2、推挽式开关电源是一个输出电压特性很好的开关电源。
推挽式开关电源经桥式整流或全波整流后，其输出电压脉动系数和电流脉动系数都很小，因此，需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感就可以得到一个电压纹波和电流纹波很小的输出电压。因此，推挽式开关电源是一个输出电压特性很好的开关电源。
3、推挽式开关电源变压器的漏感以及铜阻损耗都比单极性磁化极变压器小很多，开关电源的工作效率跟高。
推挽式开关电源的变压器属于双极性磁化极，磁感应变压范围是单极性磁化极的两倍多，并且变压器铁芯不需要气隙，因此，推挽式开关电源变压器铁芯的磁导率比单极性磁化极的正激或反激开关电源的变压器铁芯的磁导率高很多倍，这样推挽式开关电源变压器的初级、次级的线圈的匝数可比单极性磁化极变压器初级、次级的线圈的匝数少一倍以上。所以，推挽式开关电源变压器的漏感以及铜阻损耗都比单极性磁化极变压器小很多，所以开关电源的工作效率跟高。
4、推挽式开关电源的驱动电路简单。
推挽式开关电源的两个开关器件有一个公共接地端，相对于半桥式或全桥式开关电源来说，驱动电路简单的多。
5、推挽式开关电源不会像半桥、全桥式开关电源那样出现两个控制开关同时串通的可能性。
6、推挽式开关电源的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压值。
推挽式开关电源的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压，其耐压必须大于工作电压的两倍。因此，推挽式开关电源在220V交流供电设备中很少使用。另外，直流输出电压可调整式推挽开关电源输出电压的调整范围比反激式开关电源输出电压的调整范围小很多，并需要一个储能滤波电感，因此，推挽式开关电源不宜用于要求负载电压变化范围太大的场合，特别是负载很轻或是经常开路的场合。7、
推挽式开关电源的变压器有两组初级线圈，对于小功率输出的推挽式开关电源是个缺点，对于大功率输出的推挽式开关电源是个优点。因为大功率变压器的线圈一般都是多股线来绕制的，因此，推挽式开关电源的变压器的两组初级线圈与用多股线绕制根本没有区别，并且两个线圈与单个线圈相比可以减低一半电流密度。
8、
推挽式转换器可以看作两个正激式转换器的组合，在一个开关周期内，这两的正激式转换器交替的工作。若两个正激式变换器不完全对称或平衡时，就会出现直流偏磁的现象，经过几个周期累计的偏磁，会使磁芯进入饱和状态，并导致高频变压器的励磁电流过大，甚至损坏开关管。
9、
推挽式、半桥式、全桥式转换器属于直流-交流-直流转换器。由于直流-交流转换器提高了工作频率，所以，变压器和输出滤波器的体积和重量都可以减小。
四、正激式开关电源的优点和缺点
1、正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好。
正激式变压器开关电源正好是在变压器的初级线圈被直流电压激励时，变压器的次级线圈向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度是基本稳定的，此时尽管输出功率不停地变化，但输出电压的幅度基本还是不变，这说明正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好；只有在控制开关处于关断期间，功率输出才全部由储能电感和储能电容两者同时提供，此时输出电压虽然受负载电流的影响，但如果储能电容的容量取得比较大，负载电流对输出电压的影响也很小。
2、正激式变压器开关电源负载能力相对来说比较强。
由于正激式变压器开关电源一般都是选取变压器输出电压的一周平均值，储能电感在控制开关接通和关断期间都向负载提供电流输出，因此，正激式变压器开关电源的负载能力相对来说比较强，输出电压的纹波比较小。如果要求正激式变压器开关电源输出电压有较大的调整率，在正常负载的情况下，控制开关的占空比最好选取在0.5左右，或稍大于0.5，此时流过储能滤波电感的电流才是连续电流。当流过储能滤波电感的电流为连续电流时，负载能力相对来说比较强。
3、正激式变压器开关电源的电压和电流输出特性要比反激式变压器开关电源好很多。
当控制开关的占空比为0.5时，正激式变压器开关电源输出电压uo的幅值正好等于电压平均值Ua的两倍，流过滤波储能电感电流的最大值Im也正好是平均电流Io（输出电流）的两倍，因此，正激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S都约等于2，而与反激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S相比，差不多小一倍，说明正激式变压器开关电源的电压和电流输出特性要比反激式变
压器开关电源好很多。
4、正激式开关电源比反激式变压器开关电源多用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管。
正激式变压器开关电源的缺点也是非常明显的。其中一个是电路比反激式变压器开关电源多用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管。此外，正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于反激式变压器开关电源来说要低很多。因此，正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较高，误差信号放大器的增益和动态范围也比较大。
5、正激式开关电源的体积比较大。
正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流，提高工作效率，变压器的伏秒容量一般都取得比较大（伏秒容量等于输入脉冲电压幅度与脉冲宽度的乘积，这里用US来表示），并且为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿，正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组，因此，正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积大。
6、正激式开关电源的变压器初级线圈产生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源产生的反电动势电压高。
正激式变压器开关电源还有一个更大的缺点是在控制开关关断时，变压器初级线圈产生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源产生的反电动势电压高。因为一般正激式变压器开关电源工作时，控制开关的占空比都取在0.5左右，而反激式变压器开关电源控制开关的占空比都取得比较小。
7、双管正激式转换器可以应用于较高电压输入，较大功率输出的场合。
双端隔离式PWM DC/DC转换器，在一个开关周期内，功率从隔离变压器的初级绕组的一端和另一端交替的输入，故称双端。双端隔离式PWM DC/DC转换器的磁芯在B-H平面坐标系的第一和第三象限运行，故磁芯可以得到充分的利用。
五、反激式开关电源的优点和缺点
1、反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。
反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断续，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差。
2、反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。
由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立即对输出电压或电流产生反应，而需要等到下一个周期事，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事情进行反应，即改变占空比，因此，反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。有时，当负载电流变化的频率和相位与取样、调宽控制电路输出的电压的延时
特性在相位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动，这种情况在电视机的开关电源中最容易出现。
3、反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低。
反激式开关电源变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器的初级线圈的电流过大，容易产生磁饱和。另一方面是因为变压器的输出功率小，需要通过调整电压器的气隙和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量的大小。因此，反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，从而会降低开关电源变压器的工作效率，并且漏感还会产生反电动势，容易把开关管击穿。
4、反激式开关电源的优点是电路比较简单，体积比较小，反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于正激式开关电源来要高很多。
反激式开关电源的优点是电路比较简单，比正激式开关电源少用了一个大的储能滤波电感，以及一个续流二极管，一次，反激式开关电源的体积要比正激式开关电源的体积小，且成本也要低。此外，反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于正激式开关电源来要高很多，因此，反激式开关电源要求调控占空比的误差信号幅度要比较低，误差信号放大器的增益和动态范围也要较小。由于这些优点，目前，反激式开关电源在家电领域中还是被广泛的应用。
5、反激式开关电源多用于功率较小的场合或是多路输出的场合。
6、反激式开关电源不需要加磁复位绕组。
在反激式开关电源中，在开关管关断的时候，反激式变换器的变压器储能向负载释放，磁芯自然复位，不需要加磁复位措施。
7.在反激式开关电源中，电压器既具有储能的功能，有具有变压和隔离的功能。
应用场合分析
一、反激式开关电源的应用分析
小功率的电源采用反激电路，一般都是几十瓦的那种，高点的一百多瓦。最常见的就是手机充电器,车载变换器,电动车充电器,电动车电压变换器、笔记本电源适配器、台式电脑机箱中的电源、UPS电源、MP3、MP4、等的充电器等等。家和的DVD、液晶电视中都要用到。
二、推挽式开关电源的应用分析
推挽式开关电源被广泛的应用于低输入电压的DC/AC逆变器，活DC/DC转换器电路中。推挽式开关电源不宜用于要求负载电压变化范围太大的场合，特别是负载很轻或是经常开路的场合。
三、半桥式开关电源的应用分析
半桥式变压器开关电源主要用于输入电压比较高的场合，一般电网电压为交流220V供电的大功率开关电源大部分都是用半桥式变压器开关电源。几乎所有的节能灯无一不是使用单电容半桥式变压器开关电源。
四、全桥式开关电源的应用分析
全桥式变压器开关电源主要用于输入电压比较高的场合，也可以用于工作电源电压比较低的场合。
五、正激式开关电源的应用分析
正激式开关电源可以应用于较高电压输入，较大功率输出的场合。
LLC谐振变换器与不对称半桥
LLC谐振变换器与 不对称半桥变换器的对比 1不对称半桥变换器 图中互补控制的功率MOSFET（S1和S2），其中S1的占空比为D，S2的占空比为（1－D）；隔直电容Cb，其上电压作为S2开通时的电源；中心抽头变压器Tr，其原边匝数为Np，副边匝数分别为Ns1和Ns2；半桥全波整流二级管D1和D2；输出滤波电感Ld，电容Cf。 不对称半桥（AHB）变换器的稳态工作原理如下。 1）当S1导通S2关断时，变压器原边承受正向电压，副边Ns1工作；二极管D1导通，二极管D2截止； 2）当S2导通S1关断时，隔直电容Cb上的电压加在变压器的原边，副边N s2工作，二极管D1截止。 图2中n1=N p/N s1，n2=N p/N s2，且n1=n2=n。通过对电路的分析，可以得到传统不对称半桥变换器占空比D的计算公式
2.LLC谐振变换器 图3和图4分别给出了LLC谐振变换器的电路图和工作波形。图3中包括两个功率MOSFET （S1和S2），其占空比都为0.5；谐振电容Cs，副边匝数相等的中心抽头变压器Tr，Tr的漏感Ls，激磁电感Lm，Lm在某个时间段也是一个谐振电感，因此，在LLC谐振变换器中的谐振元件主要由以上3个谐振元件构成，即谐振电容Cs，电感Ls和激磁电感Lm；半桥全波整流二极管D1和D2，输出电容Cf。 LLC变换器的稳态工作原理如下。 1）〔t1，t2〕当t=t1时，S2关断，谐振电流给S1的寄生电容放电，一直到S1上的电压为零，然后S1的体二级管导通。此阶段D1导通，Lm上的电压被输出电压钳位，因此，只有Ls和Cs参与谐振。 2）〔t2，t3〕当t=t2时，S1在零电压的条件下导通，变压器原边承受正向电压；D1继续导通，S2及D2截止。此时Cs和Ls参与谐振，而Lm不参与谐振。 3）〔t3，t4〕当t=t3时，S1仍然导通，而D1与D2处于关断状态，Tr副边与电路脱开，此时Lm，Ls和Cs一起参与谐振。实际电路中因此，在这个阶段可以认为激磁电流和谐振电流都保持不变。 4）〔t4，t5〕当t=t4时，S1关断，谐振电流给S2的寄生电容放电，一直到S2上的电压为零，然后S2的体二级管导通。此阶段D2导通，Lm上的电压被输出电压钳位，因此，只有Ls和Cs参与谐振。 5）〔t5，t6〕当t=t5时，S2在零电压的条件下导通，Tr原边承受反向电压；D2继续导通，而S1和D1截止。此时仅Cs和Ls参与谐振，Lm上的电压被输出电压箝位，而不参与谐振。 6）〔t6，t7〕当t=t6时，S2仍然导通，而D1和D2处于关断状态，Tr副边与电路脱开，
不对称半桥变换器研究 开题报告解剖
不对称半桥变换器研究 一．课题来源、目的、意义，国内外概况和预测：1955年美国罗耶发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛发明了自激式推挽双变压器，在1964年美国科学家们提出了取消工频变压器的开关电源的设想。直到1969年终于做成了25千赫的开关电源，这一电源的问世，在世界各国引起了强烈反响，从此对开关电源的研究成了国际会议的热门课题。 自20世纪60年代开始得到发展和应用的DC-DC功率变换技术其实是一种硬开关技术。60年代中期，美国已研制成20kHz DC-DC变换器及电力电子开关器件，并应用于通信设备供电。由于这种技术抛弃了50Hz工频变压器，使直流电源的重量、体积大幅度减小，提高了效率，输出高质量的直流电。到70年代初期已被先进国家普遍采用。早期开关电源的控制电路一般以分立元件非标准电路为主，经过十多年的发展，国外在1977年左右开始进入控制电路集成化阶段。控制电路的集成化标志着开关电源的重大进步。80年代初英国采用上述原理，研制了第一套完整的48V 成套电源，即目前所谓的开关电源(SMP-SwitchMode Power)或开关整流器(SMR-Switch Mode Rectifier )o 70年代以来，在硬开关技术发展和应用的同时，国内外电力电子界和电源技术界不断研究开发高频软开关技术。 最先在70年代出现了全谐振型变换器，一般称之为谐振变换
器(Resonantconverters)。它实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器(Series resonant converters, SRCs)和并联谐振变换器(Parallel resonantconverters, PRCs)两类。此类变换器一般采用频率调制的方法，且与负载关系很大，对负载变化很敏感，在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。 准谐振变换器(Quasi-resonant converters,QRCs)和多谐振变换器(Multi - resonantconverters, MRCS)出现在80年代中期。这是软开关技术的一次飞跃，这类变换器中的谐振元件只参与能量变换的某一个阶段，而不是全程。它也是采用频率调制的控制方法。 80年代末出现了零开关PWM变换器(Zero switching PWM converters)。它可以分为零电压开关PWM变换器(Zero-voltage-switching PWM converters)和零电流开关PWM 近年来，随着个人电子计算机(笔记本电脑)、通信设备、微型电器设备的发展，以及空间技术实际应用的需求，要求DC/DC变换器具有更小的体积、重量和高功率密度，这就要求DC/DC变换器工作在更高的频率上，例如几MHz或几十MHz。然而，在硬开关工作下，随着频率的提高，开关管的开关损耗会成正比的上升，使电路的效率大大降低，处理功率的能力大幅度下降，严重时，在开通和关断瞬间产生的电流尖峰和电压尖峰可能使开关器件的状态运行轨迹超出安全工作区，影响开关的可靠性，而且也会产生很强的电磁千扰。增加缓冲电路可以减小功率器件的开关损耗，但缓冲电路的实质是将功率器件所减少的能量转移到缓冲电路中，在强缓冲时，开关电路的总损耗反而增加。无损缓冲电路的发展减少了这一突出矛盾，但要增加较多的额外元件，增加电路
一种推挽正激电路
一种推挽正激电路 在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁心利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：（1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；（2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。 本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容C,得到如图1所示的新型推挽正激电路拓扑。该电路可以解决上文所述的传统电路存在的两个缺点。 图1：新型推挽正激电路拓扑 2. 推挽正激电路工作原理 如图1所示为推挽正激变换器。该变换器的两个主功率开关管V1、V2和两个匝数均为Wp的初级绕组Tp1、 Tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容C。Cin为输入电容, Dv1 、Dv2为V1 、V2寄生的反并二极管。D1、D2组成双半波整流电路。 电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负构成一个回路。忽略 变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，箝位电容上的电压为Uin ，下正上负。另外一个回路：电源正→V1→箝位电容C→V2→电源负。根据基尔霍夫电路定律可得： Uds1+Uds2=Uin+Uc＝2Uin 因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2Uin ;当两个开关管均关断时,开关管电压各为Uin。 在分析推挽正激电路工作模态前，我们做如下设定： （1）开关管V1、V2均为理想器件，整流二极管D1、D2为理想器件，导通压降忽略不计； （2）箝位电容C较大，在工作过程中两端电压保持Uin基本不变； （3）滤波电感Lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流Io=Uo/R; （4）原边绕组匝数同为Wp,励磁电感和漏感均相同为Lm、L ,副边匝数同为Ws,匝比n=Ws/Wp;
推挽式变换器
推挽式变换器 单端直流变换器都有共同的缺点，就是高频变压器只工作在磁滞回线的一侧，磁芯的的利用率较低，易于饱和。双端型直流变换器可以工作在一三象限，利用率较高。双端式直流变换器有推挽式、全桥式、和半桥式三种。 1.电路拓扑图 其中NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS。N为变比。 2.电路原理及波形图 假设储能电感的电感量远大于临界电感， 电路工作在电流连续模式。 （1）VT1开通，VT2关断。 NP1下正上负，根据NP2与其同名端位置判定， 也为下正上负。每段电压为Ui,VT2承受两倍 Ui.二次侧VD1正向偏执，VD2截止。由变压 器关系的us=Ui/n，VD2承受2倍反向电压 2Ui/n。电感L储能。
（2）VT1，VT2截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 （3）VT1关断，VT2关断。 NP2上正下负，根据NP1与其同名端位置判定其也为上正下负。每段电压为Ui,VT1承受两倍Ui.二次侧VD2正向偏执，VD1截止，承受2倍反向电压2Ui/n。电感L 再次储能。 （4）VT1，VT2都截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 3输出电压Uo 虽然一个周期为T但是由于（2）（4）过程的存在，两个开关的导通时间都小于0.5T。 每个功率开关管的占空比为D，D=ton/T,总占空比Do=2D。 输出电压Uo=2DUi/n。 4 优点：变压器磁芯利用率高，输出功率大，纹波电压小。驱动电路简单 缺点：变压器绕组利用率低，功率开关管都要承受2倍电源电压或者更高，对器件的耐压要求更高。
推挽正激变换器关键参数的计算及仿真
推挽正激变换器关键参数的计算及仿真 【摘要】本论文首先介绍了推挽正激变换器（PPFC）的基本原理，在此基础上给出了推挽正激电路关键参数的计算方法。运用了Saber仿真软件对PPFC 主要波形进行了仿真，最后得出，理论和仿真一致，推挽正激变换器适用于低压大电流场合。 【关键词】推挽正激电路；参数计算；Saber 1.引言 氢是宇宙中含量最丰富的元素，氢能清洁、高效、安全，被视为21世纪最具发展潜力的能源。氢能的开发利用对世界能源结构的变革举足轻重，燃料电池（Fuel Cell）则正是其突破口。燃料电池输出为低压大电流的直流电，在负载变化时其输出电压变化范围宽且动态响应速度较慢，这要求DC/DC变换器能适应低压大电流、宽范围输入电压工作，并具有较快的动态响应速度[1]。本文提出一种适用于燃料电池发电系统的推挽正激拓扑电路，并通过Saber仿真软件对其进行分析。 2.推挽正激电路分析 2.1 推挽正激电路基本原理 图1为推挽正激电路，整个电路有开关管、，两个原边绕组、，两开关管之间串有箝位电容，在变压器副边有副边绕组，全桥式整流电路由二极管，，，以及输出滤波器LC组成。其中、为开关管、的寄生反并二极管，、为、寄生的结电容。当开关管导通时，输入电源和原边绕组并联，电容和并联同时向负载供电。在此期间，该电路相当于两个单端正激电路并联工作，故将此电路拓扑命名为推挽正激变换器电路[2]（PPFC）。 2.2 推挽正激电路关键参数计算 2.2.1 设计指标 输入电压；输出电压；频率：50kHz；最大占空比：0.45；效率：大于90%；额定功率：1000W。 2.2.2 变压器设计 （1）磁芯的选取 选取JP4铁氧体材料，其饱和磁密：，时，取最大工作磁密：，则：，磁芯初选南京720厂的EE58/28/17，其有效截面积为：
加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计
加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计 中心议题：推挽正激变换推挽正激变换器的工作原理加无源无损缓冲吸收缓冲吸收的推挽正激变换器变换器设计 解决方案：缓冲吸收电路参数设计 推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。本文研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。样机取得了高效率和高可靠性。0 引言在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：(1)输入滤波器的体积和重最小；(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；(3)变压器磁芯利用率高。在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。1 工作原理图1为加无损缓冲吸收的PPF电路。Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。 在分析电路原理前，假定：(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；(2)箝位电容C 较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。 (1)工作模态l[t0-t1] ，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到最大反向恢复电流时结束。模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。(2)工作模态2[t0-t2] ，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到最大值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。(3)工作模态3[t2-t3] ，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。变压
2kW新型推挽正激直流变换器的研制.
2kW新型推挽正激直流变换器的研制 2kW新型推挽正激直流变换器的研制 类别：电源技术 电路的工作原理，对环流过程进行了透彻分析，分析了箝位电容和变压器原边漏感对电路工作的影响。通过仿真和实验对所述理论分析进行了验证。基于此研制出输入电压dc24～32v，输出电压dc120v的2kw直流变换器样机，典型效率为93.2％,表明该电路具有可靠、效率高的特点，适合于低压大电流输入中大功率应用场合。引言在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁芯利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容，便可以解决上述传统电路存在的两个缺点。图11 推挽正激电路工作原理如图1所示，该变换器的两个主功率开关管v1及v2和两个匝数均为np的初级绕组tp1及tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容c。cin为输入电容,dv1及dv2为两个主功率开关管寄生的反并二极管。d1及d2组成双半波整流电路。电源正极 →tp2→c→tp1→电源负极构成一个回路。忽略变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，c上的电压为uin，下正上负。另外一个回路为电源正极→v1→c→v2→电源负极。根据基尔霍夫电路定律可得uds1＋uds2=uin＋ uc=2uin因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2uin；当两个开关管均关断时,开关管电压各为uin。图2 在分析推挽正激电路工作模态前，做如下设定：1）v1，v2，d1，d2均为理想器件，导通压降忽略不计；2）c较大，在工作过程中两端电压保持uin基本不变；3）滤波电感lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流io=uo/r；4）原边绕组匝数同为np，励磁电感和漏感均相同为lm、lσ，副边匝数同为ns，匝比n=ns/np；5）开关周期ts，v1及v2每个周期开通时间均为ton，v1及v2工作的占空比均为d=ton/ts；图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。图3 1）[t1－t2] 在t1之前v1及v2都是关断的，输入电流沿电源正极→tp2→c→tp1→电源负极回路环流工作，环流为ia=ndio[1]（具体分析在第2节中给出）。原副边绕组电压为0，d1及d2同时导通。t1时刻v1开通，uin 加在tp1的漏感上，i1快速增加；uc加在tp2的漏感上，i2迅速减小并反向增大。相应的，在副边流过d1电流id1增大，流过d2的电流id2减小。t2时刻，d2截止id2=0。此模态等效电路图如图3（a）所示，持续时间为式中：ilfmin为t1时刻滤波电感电流。2）[t2－t3] 当d2截止时，该工作模态开始工作，uin加在tp1的励磁电感和漏感上，uc加在tp2的励磁电感和漏感上，各承担励磁电流和负载电流变化率的一半，这时初级相当于两个单端正激电路并联工作[2][3][4]。i1增加，i2反向增大。工作模态如图3（b）所示，持续时间为3）[t3－t4] t3时刻，v1关断，该工作模态开始工作。在此之前i1始
不对称半桥变压器偏磁问题分析和解决方法
不对称半桥变压器偏磁问题分析和解决方法 引言 不对称半桥具有结构简单,控制方便和无需辅助器件就可以实现软开关等优点,所以在中小功率的应用场合很有优势。但是这种不对称的控制方法却导致变换器 中的隔离变压器励磁电流具有直流分量。这就要求变压器必须有足够能力承受 直流偏磁,通常对于铁氧体磁芯要开一定的气隙以防止饱和。但是变压器开气隙,会令变压器的励磁电感减小,从而增加励磁电流和损耗。 本文详细分析了不对称半桥变压器直流偏磁的产生机理,并且探讨了两种解决 偏磁问题的方法。 1 不对称半桥结构分析 传统的半桥采用两路相位相差180°,脉冲宽度相同的驱动信号分别驱动 上下两个开关管。不对称半桥并没有改变传统半桥的主电路结构,而是采用两路 互补的驱动信号分别驱动开关管。当一个开关的占空比为D ,则另外一个开关管占空比为1 - D(忽略死区时间) 。这样利用变压器的漏感或者串联谐振电感可以实现两个开关管的零电压开通。图1 为不对称半桥的主电路结构。Lr 为谐振电感, Lm 为变压器原边励磁电感,Lf 为输出滤波电感, T 为理想变压器。 在电流连续模式下,输入输出电压关系为: 这里n = ns / np 为次级绕组和初级绕组的比值,如果次级采用平衡绕组,则两个次级绕组和初级绕组的比值为n1 = n2 = n。从式(1)中可知,当占空比D = 0. 5 的时候, Uo 最大。所以通常把D 限制在0. 5 或者0. 5。 2 变压器直流偏磁机理分析 对于对称半桥,在稳态工作条件下,变压器是双向对称磁化的。也就是,励磁电 流没有直流分量。所以,对称半桥的变压器无需开气隙。但是,不对称控制下的
互补的 PWM 控制的不对称半桥 DCDC 变换器
摘要：介绍了一种利用互补的 PWM 控制的不对称半桥 DC/DC 变换器。分析了电路的稳态过程和开关的 ZVS 过程，同时对开关达到 ZVS 的条件进行了分析。实验结果表明了这种电路对提高效率的有效性。为了进一步改进电路，针对电路输出二极管的电压应力的不平衡，提出了一种副边绕组不相等的拓扑，并进行了分析。 1 引言 近年来，软开关技术得到了广泛的发展和应用，提出了不少高效率的电路拓扑，其中不对称半桥是一个比较典型的电路。 不对称半桥是一种适用于中低功率的 DC/DC 零电压开关（ ZVS ）变换器电路。该电路采用固定死区的互补 PWM 控制方式，不需要外加元件，充分利用电路本身的分布特性，通过变压器漏感和开关寄生电容的谐振，实现零电压开关。这种电路保持了 PWM 开关模式的低开关导通损耗，而且消除了开关的导通损耗，因此，可以得到很高的效率。 2 主电路的工作原理分析 2.1 电路的稳态分析 图 1 不对称半桥主电路图 不对称半桥的主电路如图 1 所示。图 1 中包括两个互补控制的功率 MOSFET ，其中 S1的占空比为 D ， S2的占空比为（ 1 － D ）， D S1和 D S2是开关的体二极管， C S1 和 C S2 分别是开关的结电容。隔直电容 C b ，作为开关 S2开通时的电源。包括漏感 L k ，励磁电感 L m 的中心抽头的变压器，原边匝数为 N p ，副边匝数分别为 N s1 和 N s2 。半桥全波整流二级管 D1和 D2。输出滤波电感 L ，电容 C f 和负载 R L 。 电路的稳态工作原理为： 1 ）当 S1导通时，变压器原边承受正向电压，副边 N S1 工作，二极管 D1导通，开关 S2，二极管 D2截止； 2 ）当 S2导通时，隔直电容 C b 加在变压器的原边，副边 N S2 工作，开关 S1，二极管 D1截止。 理想的工作波形见图 2 。其中 n 1 =N p/N S1， n 2 =N p/N S2，且 n 1 =n2=n。通过对电路的稳态分析，可以得到以下的一些公式。
正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结
开关电源电路学习小结 1.正激（Forward）电路 正激电路的原理图如图1所示： 图1、单管正激电路 1.1电路原理图说明 单管正极电路由输入Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、二极管VD1、电感L1组成。 其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同一个铁芯上的，N1、N2的绕线方向一致，N3的绕线方向与前两者相反。 1.2电路工作原理说明 开关管VT1以一定的频率通断，从而实现电压输出。当VT1吸合时，输入电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作用，变压器线圈N2两边产生上正下负的电压，VD1正向导通。Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。 由于N3的绕线方向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。 当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产生反电动势，方向上负下正；N3则产生上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。 通过上述内容可以看到W3的作用，就是为了能使磁场连续而留出的电流通路，采用
这种接线方式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。 如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：一是击穿开关；二是N2电流倒流使二极管反向击穿。击穿开关或二极管，都需要很高电压，使击穿后电流以较高的变化率下降到零；而很高的电流变化率（磁通变化率）自然会产生很高的感生电动势来形成击穿电压。 由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将无法回收到电源；并且还会击穿开关和二极管。 1.3小结 1)正激电路使用变压器作为通道进行能量传输； 2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管 关断时，将由副边回路中的电感续流带载； 3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。正激输 出电压的瞬态特性相对较好； 4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加一个反电动势吸 收绕组，因此正激电路的变压器要比反激电路的体积大； 5)由于正激电路控制开关的占空比都取0.5左右，而反激电路的占空比都较小，所以 正激电路的反激电动势更高。
谐振与不对称半桥的对比
LLC谐振变换器与不对称半桥变换器的对比 引言 随着开关电源的发展，软开关技术得到了广泛的发展和应用，已研究出了不少高效率的电路拓扑，主要为谐振型的软开关拓扑和PWM型的软开关拓扑。近几年来，随着半导体器件制造技术的发展，开关管的导通电阻，寄生电容和反向恢复时间越来越小了，这为谐振变换器的发展提供了又一次机遇。对于谐振变换器来说，如果设计得当，能实现软开关变换，从而使得开关电源具有较高的效率。 1两种变换器的工作原理 1.1不对称半桥变换器 图1和图2分别给出了传统的不对称半桥变换器的电路图和工作波形。图1中包括两个互补控制的功率MOSFET（S1和S2），其中S1的占空比为D，S2的占空比为（1－D）；隔直电容Cb，其上电压作为S2开通时的电源；中心抽头变压器Tr，其原边匝数为Np，副边匝数分别为Ns1和Ns2；半桥全波整流二级管D1和D2；输出滤波电感Ld，电容Cf。
不对称半桥（AHB）变换器的稳态工作原理如下。 1）当S1导通S2关断时，变压器原边承受正向电压，副边Ns1工作；二极管D1导通，二极管D2截止； 2）当S2导通S1关断时，隔直电容Cb上的电压加在变压器的原边，副边Ns2工作，二极管D1截止。 图2中n1=Np/Ns1，n2=Np/Ns2，且n1=n2=n。通过对电路的分析，可以得到传统不对称半桥变换器占空比D的计算公式 1.2LLC谐振变换器 图3和图4分别给出了LLC谐振变换器的电路图和工作波形。图3中包括两个功率MOSFET（S1和S2），其占空比都为0.5；谐振电容Cs，副边匝数相等的中心抽头变压器Tr，Tr的漏感Ls，激磁电感Lm，Lm在某个时间段也是一个谐振电感，因此，在
推挽电路
开关电源模块并联供电系统 摘要： 本系统以推挽电路为主电路、以集成PWM芯片SG3525为控制核心，实现24V输入、额定输出8V、满载16W的DC/DC变换。通过SG3525的闭环调整，两路DC/DC变换器实现并联输出，且两路输出电流可按指定比例调整。以单片机DSPIC30F2012为主控芯片，实现对DC/DC变换的电流采样、基准给定及系统的控制管理。 实验结果表明：DC/DC变换器在全负载范围内稳压精度大于99%，系统满载效率大于80%；按指定模式并联输出时，各DC/DC变换器的输出电流相对误差绝对值小于2%，且电路能精确实现过流保护。 Abstract: A push-pull circuit of the system is the main circuit, The SG3525 PWM chip integration for the control of the core, to achieve 24V input, depending on the output 8V, loaded with 16W of DC / DC converter. SG3525 through closed-loop adjustment, two DC / DC converters to achieve parallel output, and two output currents can be specified scaling. As the master chip to chip DSPIC30F2012, to achieve the DC / DC converter of the current sampling, the benchmark for a given system control and management. The results show that: DC / DC converter at full load regulation accuracy within 99% full load efficiency is more than 80%; parallel output mode specified when the DC / DC converter output current relative absolute error less than 2%, and the over-current protection circuit accurately. 关键字：开关电源；推挽式变换电路；SG3525、 1．方案论证与选择 1．1主电路的选择方案 方案一：主电路部分采用推挽式变换电路。该电路的结构特点就相当于两个单端正激变换电路通过高频变压器形成并联结构，电路不需单独的去磁电路就能正常工作。由于推挽式开关电源中的两个控制开关轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个周期之内都向负载提供功率的输出，因此推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源。其主要优点有： （1）推挽式开关电源输出电流瞬态响应是速度较高，电压输出特性比较好； （2）推挽式变换电路的功率开关管是共地的，驱动时不用隔离，因此驱动方便；（3）只用两只功率管就可以输出较大功率； （4）推挽式变换电路的功率开关管最大承受而被的输入电压。
可多路独立供电的半桥DC-DC变换器的设计
可多路独立供电的半桥DC/DC变换器的设计 介绍了一种功率较大的可多路独立供电的半桥DC/DC变换器。采用了有源功率因数校正技术以实现系统的高功率因数。DC／DC主电路采用高速双路PWM芯片UC3825控制的半桥变换器，并且采用了动态响应快，驱动能力强，工作频率高的IR2304作为MOSFET的驱动芯片。关键词：半桥变换器；UC3825；功率因数校正；IR2304；多路；独立 0 引言随着电力电子技术的发展，电源技术被广泛应用于各个行业。对电源的要求也各有不同。本文介绍了一种功率较大，多路输出(20路及以上)并且相互独立的开关电源。设计采用了AC／DC／AC／DC变换方案。一次整流后的直流电压，经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数，再经半桥变换电路逆变后，由高频变压器隔离降压，最后整流输出直流电压。系统的主要环节为有源功率因数校正电路、DC／DC电路、功率因数校正电路、PWM 控制电路和保护电路等。采用UC3854A／B控制芯片组成功率因数校正电路来提高功率因数，用新型的芯片UC3825作为控制芯片来代替SG3525，不仅外围电路简单，而且具有有容差过压限流功能，还采用了新型IR2304作为驱动芯片，动态响应快，且自带死区，防止半桥上下管直通。 1 有源功率因数校正电路为了提高系统的功率因数，整流环节不能采用二极管整流，采用了UC3854A／B控制芯片组成功率因数校正电路。UC3854A／B是Unitrode公司一种新的高功率因数校正器集成控制电路芯片，是在UC3854基础上的改进，其特点是采用平均电流控制，功率因数接近1，高带宽，限制电网电流失真≤3％。图1是由UC3854A／B控制的有源功率因数校正电路。 UC3854A/UC3854B控制的有源功率因数校正电路 该电路由两部分组成。UC3854A／B及外围元器件构成控制部分，实现对网侧输入电流和输出电压的控制。功率部分由L2，Cs，S等元器件构成Boost升压电路。开关管S选择西门康公司的SKM75GBl23D模块，其工作频率选在35 kHz。升压电感L2为2mH／20A。C5采用两个450V／470µF的电解电容并联。为了提高电路在功率较小时的效率，所设计的PFC 电路在轻载时不进行功率因数校正，当负载较大时功率因数校正电路自动投入使用。此部分控制由图1中的比较器部分来实现。R10及R11是负载检测电阻。当负载较轻时，R10及R11上检测的信号输入给比较器，使其输出端为低电平，D5导通，给ENA(使能端)低电平使UC3854A ／B封锁。在负载较大时ENA为高电平才让UC3854A／B工作。D6接到SS(软启动端)，在负载轻时D6导通，使SS为低电平；当负载增大要求UC3854A／B工作时，SS端电位从零缓慢升高，控制输出脉冲占空比慢慢增大实现软启动。 2 主电路及控制电路2．1 主电路反激式电源一般用在100w以下的电路，而本电源设计最大功率达到300w，显然不适合。在功率较大的高频开关电源中，常用的主变换电路有推挽电路、半桥电路、全桥电路等。其中推挽电路用的开关器件少，输出功率大，但开关管承受电压高(为电源电压的2倍)，且变压器有6个抽头，结构复杂；全桥电路开关管承受的电压不高，输出功率大，但需要的开关器件多(4个)，驱动电路复杂；半桥电路开关管承受的电压低，开关器件少，驱动简单。根据对各种拓扑方案的电气性能以及成本等指标的综合比较，本电源选用半桥式DC／DC变换器作为主电路。图2为主电路拓扑图。 图2中S1、S2、C1、C2和主变压器T1构成了半桥DC／DC变换电路。MOSFET采用11NC380。电路的工作频率为80 kHz。变压器采用E55的铁氧体磁芯，无须加气隙。绕制时采用“三段式”绕法，以减小漏感。R1和R2用以保证电容分压均匀，R3、C3和R4、C4为MOS 管两端的吸收电路。C5为隔直电容，用来阻断与不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡开关
全桥-半桥-推挽-正激-反激的优缺点比较及应用场合分析
全桥,半桥,推挽,正激,反激的优缺点比较及应用场 合分析 优缺点比较 一、全桥式开关电源的优点和缺点 1、全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高 全桥式变压器开关电源与推挽式变压器开关电源一样，由于两组开关器件轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，仅需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。 2、全桥式开关电源的优点是开关管的耐压值特别的低 全桥式变压器开关电源最大的优点是，对4个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半。因为，全桥式变压器开关电源4个开关器件分成两组，工作时2个开关器件互相串联，关断时，每个开关器件所承受的电压，只有单个开关器件所承受电压的一半。其最高耐压等于工作电压与反电动势之和的一半，这个结果正好是推挽式变压器开关电源两个开关器件耐压的一半。 3、全桥式变压器开关电源主要用于输入电压比较高的场合 在输入电压很高的情况下，采用全桥式变压器开关电源，其输出功率要比推挽式变压器开关电源的输出功率大很多。因此，一般电网电压为交流220伏供电的大功率开关电源大部分都是使用全桥式变压器开关电源。而在输入电压较低的情况下，推挽式变压器开关电源的输出功率又要比全桥式变压器开关电源的输出功率大很多。 4、全桥式变压器开关电源的电源利用率比推挽式变压器开关电源的电源利用率低一些 因为2组开关器件互相串联，两个开关器件接通时总的电压降要比单个开关器件接通时的电压降大一倍；但比半桥式变压器开关电源的电源利用率高很多。因此，全桥式变压器开关电源也可以用于工作电源电压比较低的场合。 5、 与半桥式开关电源一样，全桥式变压器开关电源的变压器初级线圈只需要一个绕组，这也是它的优点，这对小功率开关电源变压器的线圈绕制多少带来一些方便。但对于大功率开关电源变压器的线圈绕制没有优势，因为，大功率开关电源变压器的线圈需要用多股线来绕。 6、
不对称半桥变压器直流偏磁的产生原因及如何解决
不对称半桥变压器直流偏磁的产生原因及如何解决 引言 不对称半桥具有结构简单，控制方便和无需辅助器件就可以实现软开关等优点，所以在中小功率的应用场合很有优势。但是这种不对称的控制方法却导致变换器中的隔离变压器励磁电流具有直流分量。这就要求变压器必须有足够能力承受直流偏磁，通常对于铁氧体磁芯要开一定的气隙以防止饱和。但是变压器开气隙，会令变压器的励磁电感减小，从而增加励磁电流和损耗。 本文详细分析了不对称半桥变压器直流偏磁的产生机理，并且探讨了两种解决偏磁问题的方法。 1 不对称半桥结构分析 传统的半桥采用两路相位相差180°，脉冲宽度相同的驱动信号分别驱动上下两个开关管。不对称半桥并没有改变传统半桥的主电路结构，而是采用两路互补的驱动信号分别驱动开关管。当一个开关的占空比为D ，则另外一个开关管占空比为1 - D（忽略死区时间）。这样利用变压器的漏感或者串联谐振电感可以实现两个开关管的零电压开通。图1为不对称半桥的主电路结构。Lr 为谐振电感，Lm为变压器原边励磁电感，Lf 为输出滤波电感，T为理想变压器。 在电流连续模式下，输入输出电压关系为： 这里n = ns / np 为次级绕组和初级绕组的比值，如果次级采用平衡绕组，则两个次级绕组和初级绕组的比值为n1 = n2 = n。从式（1）中可知，当占空比D = 0. 5的时候，Uo 最大。所以通常把D 限制在《0. 5或者》0. 5。 2 变压器直流偏磁机理分析 对于对称半桥，在稳态工作条件下，变压器是双向对称磁化的。也就是，励磁电流没有直流分量。所以，对称半桥的变压器无需开气隙。但是，不对称控制下的半桥变压器的励磁电流具有直流分量，而且与两个开关管占空比的不对称度和输出电流有关。
反激式、正激式、推挽式、半桥式、全桥式开关电源的优点和缺点
反激式、正激式、推挽式、半桥式、全桥式开关电源的优点和缺点 反激式开关电源的优点和缺点 反激变换器 01 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。 反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断续，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差。 02 反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。 由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立即对输出电压或电流产生反应，而需要等到下一个周期事，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事情进行反应，即改变占空比，因此，反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。有时，当负载电流变化的频率和相位与取样、调宽控制电路输出的电压的延时特性在相位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动，这种情况在电视机的开关电源中最容易出现。 03 反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低。 反激式开关电源变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器的初级线圈的电流过大，容易产生磁饱和。另一方面是因为变压器的输出功率小，需要通过调整电压器的气隙和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量的大小。因此，反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，从而会降低开关电源变压器的工作效率，并且漏感还会产生反电动势，容易把开关管击穿。 04 反激式开关电源的优点是电路比较简单，体积比较小，反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于正激式开关电源来要高很多。 反激式开关电源的优点是电路比较简单，比正激式开关电源少用了一个大的储能滤波电感，以及一个续流二极管，一次，反激式开关电源的体积要比正激式开关电源的体积小，且成本也要低。此外，反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于正激式开关电源来要高很多，因此，反激式开关电源要求调控
半桥,全桥,反激,正激、推挽拓扑结构的区别和特点
1. 单端正激式 单端：通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器。 正激：脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。 该电路的最大问题是：开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。 2. 单端反激式 反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。 3.推挽（变压器中心抽头）式
这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈， 两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类 推挽功率放大器。 主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用 率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平， 驱动电路简单。 主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电 源电压的两倍）。 4. 全桥式 这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压 器原边。 图中T1、T4为一对，由同一组信号驱动，同时导通/关端；T2、T3为另一对，由另一组信号驱动，同时导通/关端。两对开关管轮流通/断，在变压器原 边线圈中形成正/负交变的脉冲电流。 主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。
L6598制作的不对称半桥变换器
L6598脱线控制器用于谐振式变换器 介绍： 因为更高的效率是可以达到的（高于传统的PWM），减少了高频电磁干扰，（谐振槽路利用了电路的寄生参数） 电源转换器市场对谐振拓扑的兴趣近来在增加。 事实上，这种拓扑允许更高的功率/重量比和低的元件功率损耗。 许多电源应用领域如适配器，电视，显示器，通讯机和汽车收音机都可以使用这种技术的转换器。 L6598设计成半桥式电路结构。 本文说明如何使用这种器件。最后将讨论所涉及的一些设计规则和应用要点。 器件特色描述 器件的内部电路图如图1，它是一个集成电路，用于实现脱线电源的控制技术。用于驱动功率MOS或IGBT。在半桥拓扑中，它提供的全部特点（如压控振荡器，软起动，运算放大器，及使能端。）需用最少的电路元件恰当的执行和控制谐振和SMPS。 图1 L6598控制IC 内部等效电路 该器件执行可通过元件与高压相接，它也能工作在从它供电的低压之下。封装为DIP16和SO-16。 最重要的特性： 高电压（直到600V）输入和降低dv/dt（150V/ns）于整个温度范围内。 250mA（源出）/450mA（漏入）的驱动电流能力。 欠压锁定。 精确的电压控制振荡器和软起动频率转移功能。 集成式升压驱动用于电容升压。 器件端子功能 pin1 软起动定时电容接线端，器件提供软起动特色，电容Css软起动时间根据关系式 T ss= K ss* C ss（tpy*K ss= 0.15s /uf）。在稳定状态，pin1电压是5V，在T ss间隙时间内，电流I ss （为If起动的函数）给电容充电，另外，T ss设置在K ss*C ss，它只取决于C ss值。见 pin2说明和数据表中定时的描述。